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1、专业： 电子信息工程 姓名： 学号： 日期：2013年7月20日 地点：玉泉校区教二125室 实验报告课程名称： 开关电源设 指导老师： 成绩： 实验名称： 反激电路设计 实验类型： 同组学生姓名： 一、实验目的和要求（必填）二、实验内容和原理（必填）三、主要仪器设备（必填）四、操作方法和实验步骤五、实验数据记录和处理六、实验结果与分析（必填）七、讨论、心得一、 实验要求1. 使用芯片：UC3844；2. 输入要求：单相AC85V230V；3. 输出电压：两路输出，纹波峰峰值以及稳压精度小于额定电压的5；4. 工作模式：自选，如CCM或者DCM；5. 控制模式：电流控制模式，DCM或CCM均可
2、。6. 功率要求：小于20瓦二、 实验仪器清单1. 单相调压器2. 电烙铁3. 工具（套）4. 双踪示波器5. 万用表6. 电感测量仪7. 实验所需主要元器件8. 通用印刷电路板9. EI28磁芯及配套骨架10. 功率MOSFET11. PWM控制芯片UC3844三、 反激电路的工作原理A. 理想反激变换器工作原理反激电路在开关管导通时，变压器储存能量，负载电流由输出滤波电容提供；开关管关断时，变压器将储存的能量传送到负载和输出滤波电容，以补偿电容单独提供负载电流时消耗的能量。 图1 图2Q1导通时，所有绕组同名端的电压相对于异名端为负；输出整流管D1、D2反偏，C1、C0单独向负载供电。C1
3、、C0容量的选择应保证提供负载电流的同时能满足输出电压纹波和压降的要求。Q1导通期间，Np的电压恒定，其电流线性上升，斜率为di/dt=(Vdc-1)/Lp其中，Lp是初级励磁电感。在导通结束之前，初级电流上升达到Ip=(Vdc-1)Ton/Lp变压器储能为E=LPIP22Q1关断时，励磁电感的电流使各绕组反向，设此时次级只有一个主次级绕组Nm，无其他辅助绕组。则由于电感电流不能突变，在Q1关断瞬间，变压器次级电流幅值为Ig=Ip(N1N2)几个开关周期之后，次级直流电压上升到Vom。Q1关断时，Nm同名端电压为正，电流从该端输出并线性下降，斜率为dIsdt=Vom/Ls。其中Ls为次级电感。
4、若次级电流Is再次导通之前降到零，则变压器存储的能量在Q1再次导通之前已经传送到负载端，变压器工作在不连续模式。一个周期T内直流母线电压提供的功率为P=LPIP22TIp=(Vdc-1)Ton/Lp,则有P=(Vdc-1)Ton22TLpVdcTon22TLp由上式可见，只要反馈保持VdcTon恒定，即可保持输出恒定。B. 实际反激变压器工作原理图3实际由于各种寄生参数的存在，如变压器的漏感、开关管的源漏极电容等，进一步的等效电路如图3。由于变压器漏感Llk 的存在，必须增加吸收电路，其换流过程比较复杂。本次设计即基于这一模型展开。四、 反激电路参数设计1. 设计要求1) 输入：单相AC85V
5、265V rms；2) 输出：DC12V/1A& 5V/1A 与输入电气隔离3) 稳压精度：1%4) 输出电压纹波：2% ；5) 负载调整率：1% (反馈输出）6) 输入调整率：1%控制器：UC38457) 开关频率：100K8) 满载情况下， DCM模式9) 工作效率：0.852. 整流桥设计整流桥的主要参数有反向击穿电压，正向压降，平均整流电流，额定有效值电流，初级纹波电流等。根据文献，整流桥的反向击穿电压 应满足下式要求本设计最大交流电压是 374.8V，则根据计算可得：所以应选用耐压值大于 662.5V 的整流桥3. 输入滤波电容设计电容按照宽范围的设计要求即，现在输出功率，设计工作效
6、率为，输入功率为：则电容为：在实际工作电路中，使用以适当减小输入电压纹波。4. 变压器设计FLYBACK直流输入的范围为最小母线电压的计算：因此母线电压变化范围为：106.1V374.8V。1) 确定匝比在额定和设定的占空度为0.45时匝比计算：2) 确定原边电感量输入电压106.1V，最大占空比为：输入功率为： 原边平均电流最大值为：原边电流峰值：原边电感量的确定，因为工作在DCM模式下，故：所以3) 确定副边电感量次级线圈电感:4) 选择磁芯材料选择最大磁通密度为，临界断续时，反激变压器通过查阅数据手册，可以得知EI28型号的磁芯参数如下：磁芯有效截面积窗口截面积，故可以满足要求5) 确定
7、原副边匝数副边绕组匝数1：原边匝数：为了获得较好的副边交叉调整率，调整匝数如下：6) 导线线径和股数取电流密度A. 原边绕组股数原边绕组电流有效值为：其中因为此为DCM工作模式，故所以原边绕组电流有效值为： 所需要的截面积为：所以原边股数所以取B. 副边绕组股数副边绕组1电流有效值为：所需要的截面积为：所以副边的股数所以取5. 开关器件选择1) 原边开关MOSFET：最大输入 ：匝比 60V：考虑器件的电压过冲（吸收电路的嵌位电压）k:降额使用的系数，通常为0.9因此可以选用耐压为700V的MOSFET作为该电路的开关管。2) 副边二极管的选择对于输出12V/1A的变压器副边：最大电流/平均电
8、流：对于输出5V/1A的变压器副边：6. 输出电容的选择根据电流/电压应力，纹波要求，选择电解电容。(1) 输出电压12V取输出电压纹波 则输出滤波电容值为：(2) 输出侧电压为5V取输出电压纹波 则输出滤波电容值为：7. 无源 RCD 钳位电路引入钳位电路，目的是消耗漏感对主电路的影响，但如果选择不合适，有可能消耗初级电感能量。所以钳位电路参数 R、C 的取值对反激变换器的性能好坏有重要的影响。当钳位电路连接到电路中时，即当功率 MOS 管关断时，二极管 D 导通时，C被充电，电压上升。这时对 R、C 取值的考虑分为以下几种情况：a) 当 C 取值较大时，C 上的电压缓慢上升，次级反激过冲小
9、，变压器初级能量不能迅速传递到次级。b) 当 C 值特别大时，电压峰值小于次级反射电压，这时钳位电容 C 上的电压值将一直保持在次级反射电压值左右，即钳位电阻变为死负载，在整个过程中将一直消耗磁芯的能量，降低变压器效率。c) 当 R、C 值过小时，因为 R、C 时间常数小，在开关管 S 下一次开通时，C 上的电压很快会降到次级反射电压，钳位电阻都将成为死负载，消耗变压器的能量。d) 当 R、C 取值合适时，C 上电压在开关管截止瞬间迅速上升，二极管 D 截止，电容 C 通过电阻 R 放。在下一次开关管 S 开通瞬间，C 上电压放到接近次级反射电压，在下一次导通时，C 上的能量恰好可以完全释放完
10、。这时取值钳位效果较好，但电容峰值电压大，器件应力大，对选择功率 MOS 管应特别注意，注意留好余量。钳位电路的电容损耗为：上消耗的功率为：电容储能最后全部消耗在电阻上，故，得到钳位电阻计算公式：确定钳位电容,钳位电容的值应该取得足够大以保证在吸收漏感能量的时候自身脉动电压足够小，现取这个脉动电压为钳位电压的5%，故可以通过下式确定的最小值故取8. 芯片外围电路1) RC振荡电路振荡器频率由定时元件和选择值确定，电容由5.0V参考电压通过充电，充电至2.8V，再由一个内部电流宿放电至1.2V。因为我们选取的工作频率为50KHZ故取2）根据TL431特性计算Rbias，Rup，RlowTL431
11、 参考输入端的电流参考值为 1.8A ， 为了避免此端电流影响分压比和避免噪声的影响，通常取流过电阻 Rlow的电流为参考输入端电流的100倍以上，根据公式计算，取 Rlow的值为 10.2k根据 TL431 的特性，Rup、Rlow、Uout、Uref有固定的关系：上 式 中 ，Uref为 2.5V，Uout为12V，根据上式计算得出 Rup39k 。TL431 的工作电流 Ika 的范围在 1mA 100mA ， 当 Rs的电流接近于零(即TLP521 的正向电流 If为零，Uf小于1.2V)时也必须保证 Ika 至少为 1mA，此时 Ubias必然小于1.2V。所以我们取Rbias为1k
12、五、 实验结果及其分析1. Vgs、Vds、Ids波形A. 满载情况下Vgs、Vds、Ids波形波形输入电压Vin(V)Vin=110vVin=190vVin=265vVdsVgsIdsB. 半载情况下Vgs、Vds、Ids波形波形输入电压Vin(V)Vin=110vVin=190vVin=265vVdsVgsIdsC. 空载情况下Vgs、Vds、Ids波形波形输入电压Vin(V)Vin=110vVin=190vVin=265vVdsVgs结果分析：(1) 随着输入电压的升高，PWM的输出占空比逐渐减小，MOS管关断时两端的电压值升高；(2) 随着负载减小(负载电阻阻值增大)，PWM的输出占空
13、比逐渐减小，MOS管关断时两端的电压值相应降低；(3) 开关管刚关断时，MOS管的寄生电容和Rs发生振荡，使Vgs电压波形产生振荡；(4) 负载越轻，电路越容易工作在断续状态下；2. 芯片个引脚的波形输入电压Vin=150V 满载工作引脚1(comp端)引脚4(RC振荡)引脚6(pwm输出)引脚3(CS端)分析：(1) Pwm输出方波的频率为97.7KHz，满足工作频率的要求；(2) RC脚输入的三角波频率为133KHz，与输出方波频率不满足2倍关系，原因是振荡RC中的电容值为220pF，容值很小，使得示波器内部的电容对其产生影响；3. 输出电压纹波负载纹波波形12V输出侧5V输出侧满载半载空载分析：由上图可知，载越重，输出电压纹波越大，因为载重时输出电流大，输出端滤波电容的电压纹波变大，所以输出电压纹波变大。4. 输出电压结果记录输入电压Vin=110V输出电压电流功率12V侧5V侧12
