中频数字接收机技术

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1、第四讲 中频数字接 收机技术,电子科技大学：王 洪,4.1 无线电中的数字信号正交变换理论,我们知道，现实中产生的物理可实现的信号是实信号，但本章却提出要将实信号正交分解为复信号，为什么要进行正交分解？直接利用现实中的信号不行吗？,设有一个实信号x(t)，其正交分解后的复信号 为z(t)，该信号的极坐标表示为： 从这个表达式中，我们很容易得到信号的： 瞬时包络 瞬时相位 瞬时频率 而这三个参数，恰好是信号分析，参数测量和识别调制的基础。这就是对实信号进行解析表示的意义所在。,通过上面的介绍，我们知道了为什么要将信号进行正交解析表示。可是，怎样对信号进行正交表示呢？ 我们知道，一个实信号的频谱具

2、有共轭对称性。所以，对于一个实信号，只要取其正频域部分或者负频域部分就能完全加以描述，而不会丢失任何信息！并且，所得的新信号是一个复信号！我们是否可以从这方面下手呢？,假设有一个信号x(t)，取其正频域部分的频谱分量，这部分频谱可以用一个复函数z(t)来表示。则： （f 0 的分量加倍是为了使 z(t) 与原信号能量相等）。,再引入一个阶跃滤波器： 这样，我们可以得到：,易于求出 我们把 x(t) * h(t) 叫做 x(t) 的 Hilbert 变换。 我们可以发现，一个实数的 Hilbert 变换是一个复数，且同原信号正交。所以，一个实信号要进行正交分解，只需要：,4.1.1 窄带信号的正

3、交分解与模拟域实现,一个实的窄带信号可表示为： 其Hilbert 变换为： 所以： 由于 w0(t) 为载频分量，不包含有用信息，故可简化表达式为：,为了得到 ZB，我们可以这样：,实信号的正交基带变换,4.1.2 数字混频正交实现,所谓的数字混频实际上就是先将模拟信号进行数字化，再进行正交分解。如图：,有时称为正交采样处理,4.1.3 基于多相滤波的数字正交变换,设输入信号为： 以采样率 fs 进行采样： 所得的采样序列为：,从上式可得： 令： 则：,也就是说， 和 分别是同相分量xBI(n) 和正交分量 xBQ(n) 的二倍抽取序列。,但是，仅仅做到这一步是不够的！ 我们来分析一下 XBI

4、(n) 和 XBQ(n) 的频谱， 由上式可见，两者的频谱相差了一个延迟因子 ，在时域上相当于相差半个采样点。这种“对不齐”的情况我们可以采用时延滤波器来解决（ ， ）。,时延滤波器设计,时延滤波器特性：,可以选择：,正交变换的多相滤波实现,4.2 宽带数字接收机技术,宽带数字接收机的高效结构 混频后置结构 最小公倍数结构 二次变频结构 2倍抽取结构 改进的CIC滤波器 基于CORDIC算法的NCO数据产生,1、下变频器的高效结构,设计准则：,降低混频器工作速度 降低滤波器工作速度 减少DDC硬件资源消耗,Let,（1）混频器后置结构,多相滤波器,其中,（2）最小公倍数结构,多相滤波结构中，数

5、据以周期D分配到各支路中。,如果NCO周期为M，则分配到各滤波器支路的NCO数据也具有周期性。,1 2 3 4 5 ; 6 7 8 9 10;11 12 13 14 15 16,NCO,例如: M=3 and D=5,特殊情况下，M=D,满足条件：,RF信号,（3）二次变频结构,二次变频结构仿真,输入信号形式：LFM 信号中频：200MHz 带宽：50MHz,输出信号数据率大于50MHz，采样率在200400MHz 之间，取M=D=4，采样率为270MHz,第一本振数据： 实部: 虚部:,1, 0, -1 , 0 0, 1, 0 ,-1,第二本振数据:,周期为 108,第一本振的混频可以省略!

6、,（4）2倍抽取结构,带通采样定理：,最优采样率：,NCO数据：,I路：,Q路：,仿真：,设输入为中频300MHz，带宽100MHz的LFM信号，按最优采样定理， 取采样率为240MHz，输出为120MHz。,（5）几种结构的比较,2、基于CORDIC算法的NCO数据产生,坐标旋转计算机算法（Coordinate Rotation Digital Computer）只 使用移位和加法运算来计算正弦、余弦、极坐标和直角坐标变换与反变换、反正 切、矢量求模、反正弦、反余弦、开方等运算,4.3 信道化接收机数学模型,上一节介绍的两种结构模型只能对单个信号或有限几个信号进行解调接收，必须首先确知在哪个

7、信道上有信号。 这种结构的潜在问题是需要一个搜索或监视接收机的专用设备对全频段进行搜索监视，如果搜索速度不够快，就会遗漏或丢失信号。 因此，本部分讨论基于多相滤波器组的信道化接收机就可以实现全概率的信号截获。,4.3.1 数字滤波器组与信道化基本概念,数字滤波器组是指具有共同输入，若干个输出端的一组滤波器，如下图所示。,显然除h0 (n) 可能是低通滤波器外，其他的数字滤波器都是带通滤波器或单边带滤波器。,复信道化滤波器组概念,如果这K个滤波器是把宽带信号S(n)均分成K个子频带信号输出，那么就把这种滤波器叫做信道化滤波器。,可以得到滤波器组的各个滤波器,先设计一低通滤波 器，如右图所示：,复

8、信道化滤波器组设计,显然以上滤波器组可以表示如下，这就是传统的并行处理算法实现框图，其中：,实信道化滤波器组概念,如果在正频率段用K个滤波器是把宽带实信号S(n)均分成K个子频带信号输出，就构成了实信道化滤波器。,可以得到滤波器组的各个滤波器,先设计一低通滤波 器，如右图所示：,实际实信道化滤波器组设计,在实际应用以上滤波器组可以用更简单的表示，构成传统的并行处理算法实现框图。,这种滤波器组把整个采样频带（ ）划分成若干个并行的信道输出，使得信号无论何时何地（信道）出现，均能加以截获，并进行解调分析，所以它具备了全概率截获的能力，是侦收跳频、“突发”以及自适应通信信号的理想接收机。 本结构的缺

9、点是：当信道数多时，D值会很大，低通滤波器的阶数可能会很大，实现效率很低。下面介绍高效的实现方法。,4.3.2 基于DFT滤波器组的信道化接收机数学 模型（复信道化处理）,上面数字滤波器组和后面进行的抽取可以借助多相分解算法减少运算量。,抽取后：,基于DFT滤波器组的并行处理,hlp (l )多相分解表示： l =l*D +k，k = 0, 1, D-1 代入：,由定义可知有：,基于DFT滤波器组的并行处理,代入上面两个定义式：,其中：,基于DFT滤波器组的并行处理,Elpk (z )为hlp (l )多相表示，而xk (m)为x (n) 的多路延迟抽取的结果，因此处理结构为：,基于DFT滤波

10、器组的并行处理,最后通过yi,k(m)计算yi(m)，是通过DFT运算来完成，具有高效特性：,同样引入多相滤波结构，到实信道化并行接收机数学模型中，可推导如下：,4.3.3 基于DCT滤波器组的信道化接收 机数学模型（实信道化处理）,实信道化DCT滤波器组处理,hlp (l )多相分解表示：l = l*2D + k，k = 0, 1, , 2D-1 代入：,按照2D抽取比抽取后：,实信道化DCT滤波器组处理,由定义可知有：,代入上面两个定义式：,实信道化DCT滤波器组处理,其中：,实信道化DCT滤波器组处理,Elpk (z )为hlp (l )多相表示，而xk (m)为x (n) 的多路延迟抽

11、取的结果，因此处理结构为：,实信道化DCT滤波器组处理,最后通过yi,k(m)计算yi(m)，是通过DCT运算来完成，具有高效特性：,实信道化DCT滤波器组接收机数学模型 讨论：,以上计算的信道输出中只有前D个是对应信道的输出yi(m)。 其他处理方法： 1）将实信道看成复信道，借助复信道的处理方法。,实信道化的DFT滤波器组接收机模型,实信道化DCT滤波器组接收机数学模型 讨论：,其他处理方法： 2）先将实信道进行正交处理成复信号，再借助复信道的处理方法。此时信道带宽为原来实信号的一半，故 2D 抽取。,4.4 特殊结构的信道化接收机,信道化接收机结构 多相DFT结构 WOLA结构 树形结构

12、 信道化IFM数字接收机,1、信道化接收机结构,若,(1) 多相DFT结构,多相DFT结构的推广形式：,例1：临界抽取，奇型划分,例2：非临界抽取，偶型划分,多相DFT结构的仿真,(2) WOLA结构,短时傅立叶变换：,低通滤波器组结构：,令,，有：,WOLA结构的计算步骤：,WOLA结构仿真：,(3) 树形结构,滤波器特征,半带滤波器,多相滤波,树形结构的仿真,举例：,几种信道化接收机结构的比较,2、信道化IFM数字接收机,瞬时幅度,瞬时相位,瞬时频率,信道判决,仿真,图6-22 输入信号及频谱,图6-23 输出信号及频谱,图6-25 信道3的瞬时幅度和瞬时频率,图6-24 信道2的瞬时幅度

13、和瞬时频率,4.5 宽带数字接收机的系统实现,输入信号形式：LFM 信号带宽： 30/50/100MHz 载波频率：200 /300MHz ADC分辨率： 12Bit 动态范围： 50dB I/Q幅度不一致性： 0.1dB I/Q相位不一致性： 0.2,系统指标要求:,AD12400技术参数： 最高采样率：400MSPS 最大分辨率：12Bit 信噪比：62dB 无杂散动态范围：69.5dBc 模拟输入带宽：500MHz 输入电压范围：3.3Vp-p,器件选择:,FPGA芯片：XC2V2000 ；ADC芯片 ：AD12400,1、30MHz带宽数字接收机方案,2、50MHz带宽数字接收机方案,

14、3、100MHz带宽数字接收机方案,4、数字接收机的实现,5、数字接收机的测试,幅相不一致性测试,相位不一致性：,幅度不一致性：,动态范围和灵敏度的测试,动态范围：58dB 灵敏度：-45dBm 相位不一致性：0.05 幅度不一致性：0.03dB,30MHz带宽数字接收机的测试结果,50/100MHz带宽数字接收机的测试结果,动态范围：55dB 灵敏度：-40dBm 相位不一致性：0.06 幅度不一致性：0.025dB,接收机实物图,1、动态范围、灵敏度和增益的权衡,动态范围是接收机设计的主要挑战,动态范围能够衡量接收系统所能适应的最高和最低电平信号,1 dB增益压缩点动态范围、无虚假信号动态

15、范围、三阶互调动态范围等,接收机带宽越宽，受噪声干扰的可能性就越大，如何获得足够的动态范 围是射频设计的核心问题之一,接收机的灵敏度表征了接收机接收微弱信号的能力，一般用能够检测的最小 信号功率来表示。接收机的灵敏度越高，它所能够接收到的信号就越弱，雷 达的作用距离就越远，能探测的目标就越小,噪声是限制接收机灵敏度的主要因素,4.5 数字接收机的动态范围,提高灵敏度的措施：,减小接收机噪声系数，采用低噪声器件 最小化量化噪声，ADC有效位数高，提高采样率 最小滤波器带宽 其他方法：长相干积累、频率分集、最小化传输噪声等,灵敏度、动态范围与增益的折中,高灵敏度需要有较大的增益，增益越高则三阶截点

16、就越低，导致可 检测的最大信号功率降低，因此，高灵敏度就意味着小动态范围,有效的解决办法之一：可变增益,2、设计实例,3、AGC模型及环路分析,输出信号能量的表达：,输出信号的绝对值 输出信号的平方,迭代模型：,滤波器的迭代运算,迭代方式求解控制电平,环路方程：,收敛条件：,迭代次数：,4、大动态数字接收机的设计与仿真,方案一：固定衰减器,方案二：可控增益放大器（VGA）,带宽：600MHz 增益调节范围：45dB 步长:3dB 数字接口,如AD8369:,TRANSTECH推出了Quixilica系列IP核，其信道数目可达511，抽取倍数为164，滤波器系数可变，运行在Xilinx公司的FPGA芯片上。RF