LLC谐振半桥的主电路设计指导

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1、LLC谐振半桥的主电路设计指导近年来，LLC谐振半桥因为成本低、效率高而且结构简单，获得了电源工程师的广泛认可，从而迅速在中低功率（100W-2000W）范围内得到了广泛应用。关于LLC谐振半桥的理论分析，各类论文已经介绍的比较详细，因此在这里不再赘述，仅仅把主电路参数的设计过程，以及设计中用到的主要公式分列如下。1、 所需的初始设计条件 LLC变换器仅适用于输入电压波动范围比较窄的高压直流输入场合，因此前级一般有PFC级，且LLC电路不适合用于需要长保持时间的场合。设计时，所需的初始限定条件主要是：1、 输入额定直流电压、最低工作直流电压、最高直流输入电压；2、 额定输出电压、额定输出电流；

2、3、 预期的谐振频率；4、 输出线路压降（含二极管压降、PCB走线以及电缆压降）；5、 K值（K值的大小将影响到工作频率范围，并对效率略有影响。一般取4-7之间）；6、 变压器磁芯截面积与工作磁感应强度，变压器原边匝数，副边匝数;二、设计计算过程1、 计算变比一般来说，为了使电源达到比较高的变换效率，我们会把满载工作点设置在谐振频率位置，或略有轻微调整。根据LLC变换器的原理，在谐振频率处，电源的传输比=1。因此，据此计算出2、 计算额定负载电阻，以及折射到原边的负载电阻，3、 计算最高输入电压和最低输入电压时的增益 ， 4、 计算临界Q值，一般在计算值的基础上取0.900.95倍的裕量，以保

3、证不进入ZCS区。一般取5、 计算最低工作频率和最高工作频率，分别对应低压输入和高压输入 ，6、 计算谐振电感感量Lr，以及谐振电容Cr，和主变压器原边感量Lm ，。计算时需要注意，谐振电容Cr的容量是一个标准序列，一般有：8.2nF、12nF、15nF、22nF、33nF、39nF、47nF，而Lr、Lm是可定制的。因此我们一般会通过微调谐振频率和K值，得到一个精准的Cr，以避免非标准序列的Cr带来的不必要的麻烦。7、 计算谐振电感的电流峰值Im8、 计算额定输入电压、满载输出条件下的原边绕组电流有效值，和原边绕组电流峰值，以及每个开关管的电流有效值 ，9、 计算副边每个绕组的电流有效值，1

4、0、 计算副边整流管的应力平台电压，与二极管电流平均值 ，11、 计算谐振电容电压有效值、电流有效值最高输入电压，满载条件下，谐振电容电压有效值为：， 电流有效值12、 计算输出滤波电容上的纹波电流有效值 13、 一般取实际匝比略大于计算值，使半载以上工作在ffr。可以取实际匝比为： 14、 计算原边匝数最小值，从而选定副边匝数。一般需要微调Np的值，以便使Ns接近整数，使得原副边匝比最接近理论计算值。 ，三、设计注意事项1、 关于K值的选择K值，即变压器励磁电感Lm与谐振电感Lr的比值，直接决定了从轻载到满载的频率变化比值，即。K值越大，频率变化范围越大，但是励磁电流峰值将降低，从而减少了满

5、载下励磁电流在开关管上形成的导通损耗。但是，频率变化范围太宽的话，也将导致反馈环稳定性设计难度增大。因此一般来说，取K值在4到7之间，这样的话可以均衡稳定性与效率。也有人介绍取K值在2.58之间，但是K值大于7以后，实际上对满载效率的影响已经微乎其微了，因此建议K值不大于7，以便降低调试工作量。2、 关于磁集成LLC变压器和谐振电感可以采用磁集成的方式来降低成本，并减小体积。但是，磁集成方式下，变压器的温升一般明显升高，测试的时候需要注意检验是否满足温度降额。另外，磁集成方式下，根据经验，当变压器距离金属机箱壁太近的话（小于5mm），将会在机箱壁上形成明显的涡流，导致额外的发热，铁或钢质机箱尤

6、为明显。根据经验，曾经在400W电源上测到过损耗增大5W。分立的主变和谐振电感则无该现象。3、 关于Bmax值的取值范围一般来说，对于自然冷，取Bmax小一些，建议不超过0.22。而对于风冷电源，由于磁芯散热条件得到改善，可以取Bmax略大一些，建议不超过0.28。4、 关于成本分析与拓扑选型在大约100W以下的范围内，由于反激变换器的成本更低，因此一般不考虑采用LLC变换器。在大约100W-500W的范围内，各种变换器的相对成本依次是：反激变换器 LLC变换器 单管整机RCD 而双管正激，一般建议用LLC。在500W-1500W范围内，属于LLC、双管正激、半桥、全桥、移相全桥的重叠范围，L

7、LC和移相全桥具有最高的效率，两者都是可选的。但是由于移相全桥的输出纹波电流比较小，因此在低压大电流场合可能更合适一些。且移相全桥属于定频控制，环路稳定性的调试难度较低。而LLC在这种场合下由于输出纹波固定等于总输出电流的48%，输出电容选型会难度大一些。对于更大的功率，一般可以考虑采用移相全桥或三电平等其他拓扑，在此不作赘述。附录一、计算案例：AS0600-12产品1、技术要求输入电压： 330V-420Vdc，额定值390Vdc输出电压： 12Vdc线路压降： 0.3V线路压降，及0.4V远端补偿最大输出功率： 600W效率： 0.962、具体器件计算开关频率确定：在减小模块体积的前提下，

8、开关频率应该尽可能提高，但考虑EMC及开关损耗，谐振频率取90kHz，开关频率接近谐振频率。2.1主变压器与谐振参数计算1、根据经验，初步选取PQ3230磁芯骨架，截面积0.000163m2，体积为10.2cm3。2、根据经验，取B = 0.28特斯拉计算实际变比 考虑到占空比的损失，根据经验估算实际变比为理论变比的96% 实际变比n = 15.85/0.975 = 16.26计算原边最低匝数，取16匝。计算额定输入电压、满载、最低工作频率下的B为：，基本可以接受。因此，取原边匝数为16匝，副边匝数为1匝。计算原边线径根据前表计算结果，原边电流有效值为：3.9A，取电流密度为5A/mm2，计算

9、绕组截面积为：Sp = 3.9/5 = 0.78mm2，取0.33mm三层绝缘线9根并联,截面积为0.77mm2，实际电流密度为5A/mm2。由于原边采用三层绝缘线，因此整个变压器不加档带。计算副边线径副边绕组电流有效值39.3A，取电流密度4A/mm2，计算绕组截面积为：Ss = 39.3/4 = 9.8mm2，每个绕组可以采用10*0.4的铜带2根并联，截面积8mm2，电流密度4.91A/mm2。变压器设计参数：磁芯：PQ3230匝比：16：1Lm ：165uH5%，Lr 30uH线径为：原边用0.21*12多股线2根，副边每个绕组用0.4mm*10mm铜带两根并联。变压器损耗计算天通TP

10、4A材质磁芯，在100/100K/200m特斯拉的情况下，损耗为0.41W/cm3，PQ3225磁芯体积为：10.2cm3，因此本设计中变压器的磁损为：。主变原边绕组的长度约为：96cm，截面积0.82mm2，阻值为：22 m，损耗为：。主变副边每个绕组的长度约为：10cm，阻值约为：0.21m，损耗为：。因此主变压器总损耗约为：。由于副边绕组直接用铜皮引出，电流密度较小，且引出端距离同步整流管距离非常近，因此初步计算时估算引出端损耗为0。谐振电感计算。磁芯：ER28，Ae = 0.000082mm2，取Lr=30uH5%，Bmax=0.2特斯拉匝数：谐振电感与变压器原边绕组串联，因此电感电流

11、等于变压器原边绕组电流。变压器原边绕组电流有效值3.9A，峰值约5.5A，计算匝数为：，取14匝。注意避开中柱气隙，否则绕组涡流损耗很大。线径：0.21*20多股线1根，要求绕组两端各2mm档带。谐振电感损耗计算PC40材质磁芯，在100/100K/20m特斯拉的情况下，损耗为0.42W/cm3，ER28磁芯体积为：2.08cm3，因此本设计中谐振电感的磁损为：。谐振电感绕组长度约为：100cm，阻值为：20m，损耗为：。因此谐振电感总损耗约为：。谐振电容选型谐振电容选用1000V-0.022uF-5%-双面金属化聚丙烯膜电容，2PCS并联。 2.2主要器件和损耗计算1、MOS管计算MOS管承

12、受的最高电压即为输入最高电压430V，因此选择耐压为600V的MOS管。MOS流过的额定电流有效值为：，考虑到MOS管高温电流降额和导通电阻、成本等综合因素，选择SIHG30N60E，耐压600V，电流30A，导通电阻Ron=0.125。MOSFET功率管的损耗由通态损耗、开通损耗和关断损耗三部分构成。通态损耗为：功率管的开通损耗为0，估计关断电流预计不超过原边MOS峰值电流的60%，估计关断过程时间为75nS，计算关断损耗为：因此功率管的损耗为：如果关断时间下降为50nS，则功率管的损耗下降1.5W，总损耗6.3W。2、输出整流管12V主路输出电流为50A，每个二极管上的平均电流有效值电流3

13、9.3A，承受的反压为2Vo =24V，两侧的输出同步整流管分别采用BSC027N04LS G（规格为：40V-2.7m欧-100A）3PCS并联，则每侧的同步整流管损耗为Psmos =39.339.30.00271.8/3 2.5W，双侧同步整流管损耗共5W。3、输出电容值选择16V耐压的电容，电容纹波有效值为24A，选用16V/2200uF/ZLH系列电容2PCS，规格为：16V-2200uF-2.48A-17m-25，和16V470uF固体铝电解电容6PCS，规格为。满足纹波电流降额要求和输出纹波电压要求。纹波电流引起的损耗为：24241 0.56W。4、 磁棒滤波电感磁棒滤波电感采用1

14、.4mm的铜线2根绕5匝，绕线长度为：18cm，截面积为3mm2，阻值约：单个磁棒电感的电阻为1m欧，采用2PCS相同的磁棒电感并联，铜损约为：505011.25/21.56W。5、 分流器分流器阻值2.5m欧、3PCS并联，损耗约：2.5*50*50/32.08W。6、死负载预计死负载0.5W。7、 热插拔MOS热插拔MOS采用4PCS（规格为：30V-2m欧-100A）并联，计算损耗为：505021.8/ 42.25W。8、 DC/DC电路的总损耗计算由前述计算和分析知道，DC/DC变换器的总损耗主要由下列几部分构成：主变压器、谐振电感、主开关管、输出整流管和电流采样电阻、假负载电阻损耗。DC/DC效率计算如下：DC/DC效率预计达到96.2%，满足设计预期。实际上，由于该计算结果对开关管的开关速度、磁芯的材质等均提出了相当高的要求，实际生产时的磁芯不一定能达到上述计算中要求的指标，而且为了通过EMC测试，可能会适当放慢驱动速度。因此实际效率会低于上述计算值。预期DC/DC效率大于95%。