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1、集成 EMI 滤波器中电感 EPC 的分析与共模插入损耗的改善 1）温志伟2）伍晓峰3）徐德鸿4）Yasuhiro Okuma5） Kazuaki Mino 1 2 3）浙江大学电气学院，杭州 3100274 5）富士电机系统株式会社，东京 日本 1）Email：20710085 2）Email：wudodo5 3）Email：xdh 摘要：本文首先分析了一种集成 EMI 滤波器中寄生电容的分布及其对差、共模等效电路的影响；接着详细描述了绕 组中电势的分布，并从电容储能角度推导出共模电路中 EPC 的计算公式；根据 EPC 的分析结果修正电感和共模电路的等效 模型； 最后通过 EPC 计算值和
2、测量值的比较、 电感的理论分析曲线和测试结果的对比、 共模插入损耗曲线的分析证实了 EPC 对插入损耗的影响；文章最后给出了提高集成 EMI 滤波器共模插入损耗的方法。试验结果表明，共模插入损耗得到了实质性 的改善。 关键字：EPC，EMI 滤波器，寄生电容，磁集成，共模插入损耗 1引言 在 图 1 所 示 的 分 立 EMI （ Electromagnetic Interference）滤波器中1，为了能有效抑制 EMI 传导 干扰，扼流圈必须在 150K- 30MHz 的频率范围内保持 其电感特性。实际上，如图 2（a）所示，在扼流圈中 存在三种寄生电容匝间电容 Ca、线圈与磁芯间电 容
3、Cb、绕组与绕组间电容 Cc。此时 EMI 滤波器的差、 共模等效电路分别如图 2（b）和 2（c）所示2。这里， 电感等效并联电容EPC （Equivalent Parallel Capacitor ） 代表了匝间电容 Ca和绕组与磁芯间电容 Cb的效应， 而等效并联电阻 EPR（Equivalent Parallel Resistor）代 表了绕组的损耗和磁芯损耗3。在差、共模等效电路 中，电感和自身 EPC 产生并联谐振，谐振频率后，a、 b 点间的阻抗随着频率的增加直线下降，呈现电容特 性，使得高频插入损耗变差。 （a）（b） 图 1 （a）EMI 滤波器实际电路（b）等效电路 （a）
4、（b）（c） 图 2 （a）扼流圈寄生电容分布 （b）滤波器差模等效电路 （c）滤波器共模等效电路 图 3 为 EMI 滤波器的一种多层集成结构， 六层铜 箔构成的电源线 L、N 交错并联，中间由介质材料绝 缘4，绕组截面如图 7 所示。其集总参数模型如图 1 （b） 所示， 其中虚线框内的部分集成在同一个磁芯中。 其差模电感和共模电感的集成原理和扼流圈类似，而 电源线间并联的分布电容构成了差模电容 Cx。集成结 构中存在和扼流圈中同样的分布电容的问题。 （a） （b） 图 3 （a）集成绕组结构 （b）集成滤波器 2集成结构中的分布电容 如图 4 所示，集成结构中的分布电容主要有：同 一匝内
5、相邻电源线间电容 C1、匝间电容 C2、绕组与磁 芯间电容 C3、绕组间电容 C4。C3和 C4相对较小，可 中国电工技术学会电力电子学会第十一届学术年会 忽略。 对于差模电路，C1和 C2构成差模电容 Cx，能提 高差模插入损耗特性。 对于共模电路，因为共模噪声在两条电源线上的 分布是相同的。故同一匝内，即使存在寄生电容 C1， 但由于 C1上无压降和电流，C1相当于断路，对共模无 影响；而图（7）所示的匝间，电源线之间存在电压差， 匝间电容 C2构成了集成结构中电感 EPC。 而且集成结 构绕组匝间有效面积远大于扼流圈匝间有效面积，这 使其匝间寄生电容和 EPC 增大，对插入损耗的影响也
6、就更大。 C1 C1 C2 C2 C3 C3 C4 图 4 集成结构中寄生电容分布 3共模电路中 EPC 的计算 电感特性测试电路如图 5 所示，根据滤波器集成 原理，测试电路的集总参数电路如图 6（a）所示。在 解耦后的图 6（b）中共模电感 LCM为 10mH，差模电 容 Cx 为 0.1uF。当频率高于 10kHz 时，共模电感的阻 抗值远大于电容的阻抗值， 电容 Cx相当于短路。 因此， 测试电路可近似等效为图 6（d）所示的一个纯电感， 其特性曲线理论上为一条直线。 图 5 电感测试电路 2 sinvVt=%2 sinvVt=% （a）（b） CM 1 LL 2 = （c）（d） 图
7、 6 （a）测试电路集总参数模型 （b）解耦电路 （c）差模电容短接后电路 （d）最终等效电路 假定测试电路的绕组内： （1） 电源线反相并绕在同一个磁芯上，磁场紧 密耦合，故忽略漏磁通567。 （2） 每匝的感值相同，且单位长度上电感量匀 分布，则同一匝内铜箔上的压降也是均匀的。由图 6 （c） 可知， 集成结构中的两个电感的总压降是一致的。 因此，两个电感上的电压分布是完全一致的。 （3） 实际样机中，同一匝内和相邻匝间的铜箔 长度变化很小，认为相同。 由假定 （2） 可知， 在图 5 的测试电路中的绕组 （如 图（7）所示）中，同一匝绕组内，铜箔上的电压不仅 均匀分布， 而且各铜箔相对应
8、位置的电势也是相同的， 也即同一匝绕组内，铜箔之间是不存在电压差的；而 在绕组匝间，由图（8）的绕组内的电势图易知，每一 匝电压降是相同而且均匀的，故相邻两匝绕组之间， 邻近的同一种电源线的铜箔间存在恒定的压降V1或 V2，且V1=V2=V。这种电压的分布情况和共 模噪声的分布情况是一致的，所以推导出的 EPC 的计 算公式也适用于共模等效电路。 图 7 绕组匝间电势 d V1 V2 d 中国电工技术学会电力电子学会第十一届学术年会 图 8 绕组中每一匝的电势分布 如果图 7 的集成结构中绕组有 N 匝，首先分析其 中一条电源线（L 或 N）的匝间储能状况。 第 i 匝与第 i+1 匝间上下电
9、源线间有效距离为 d， 单位长度的电容为， 则第 i 匝与第 i+1 匝间电容为， 匝间储能为， 故 N 匝内的储能为， 因为图 7 中两条电源线的电压分布情况相同，故 一个绕组内总的匝间储能为， 由于图 5 中的集成结构由两个相同的绕组构成， 故总的匝间电容储能为 2We，而其中的一个共模电感 的匝间储能为 We。所以测试电路中电感 EPC 为， （6） 而共模电感上 EPC 为， （7） 式中，匝间介质材料等效介电常数，铜箔的宽度， r w d匝间铜箔有效距离，第一匝绕组长度， 1 l 第 i 匝绕组长度， 绕组长度。 i ll 4等效模型的修正 1）电感的等效模型 由上述分析可得电感的等
10、效模型，如图 9（a）所 示，等效并联电容 EPC 代表电感总的匝间储能，而等 效并联电阻 EPR（Equivalent Parallel Resistor）代表了 绕组的损耗和磁芯损耗。 2）共模等效电路模型 共模电路的等效模型如图 9（b）所示。 3）电感测试电路等效模型 电感测试电路的等效过程如图（10）所示，其中 Ce=EPC1+EPC2=2Ce1，Re=0.5Re1。由于 LCM=2L，可预 知 12 1 111 212 22 2 ss eCMe e ff L CLC LC = （8） 电感测试电路谐振频率 fs1和共模等效电路中并 联谐振频率 fs2是相等的。 （a）（b） 图 9
11、 （a）电感等效模型（b）改进共模等效电路 CM 1 L=L 2 v% v% v% v% v% 2 sinvVt=% （a）（b）（c） 图 10 （a）考虑 EPC 时测试电路等效电路 （b）电感 EPC 集总电路 （c）测试电路等效模型 5试验结果 表 1 Ce0l (c 1 l NLCMLCyRe 01 222 44() 2(1)(1) eer e WWw ll C VNVNd = 0 0 r e w C d =（1） 0ri ei wl C d = （2） 22 0 1 ()() 22 ri eiei wl WCVV d = （3） 111 22 1 111 11 ()() 22 NN
12、N eeieiei iii WWVCVC = = 11 22 00 11 11 ()() 22 NN rir i ii wlw VVl dd = = 20 1 1 ()() 2 rw Vll d = （4） 2 0 11 2()() r ee w WWVll d = （5） 01 222 22() 2(1)2(1) eer e WWw ll C VNVNd = 中国电工技术学会电力电子学会第十一届学术年会 Re为电感在并联谐振点处 （阻抗角为零） ， 测试仪器 （PM6306 分析仪）显示的电阻值；磁芯型号 UY11，材料 RK3，横店 东磁公司提供。 表 1 给出集成结构的样机参数，根据式（
13、6）可知 电感测试等效电路中 EPC 为： 另外由图 11 所示电感测试电路的阻抗测试曲线， 可知谐振频率 fs=510KHz，根据其等效电路算出 EPC, EPC 的理论计算值和由测试数据间接计算值之间 相差在 10%之内。 取图 10（c）中 Ce=21.5pF，根据列表参数和电感 测试电路等效模型，利用 Mathcad 软件计算得到电感 测试电路的阻抗特性曲线。如图 11 所示，该理论分析 曲线和实际测试的曲线 （测试仪器MODEL200） 在EMI 的频率范围内是吻合的。 图 11 电感阻抗特性曲线的比较 图 12 为共模插入损耗测试电路，其源阻抗和负 载阻抗均为 50。 图 12 共
14、模插入损耗测试电路 (pF)(cm)m)(mH)(mH)(pF)(k) 63301556229.954.28470065 （a）（b） 图 13 （a）理想情况下共模等效电路 （b）考虑 EPC 后共模等效电路 根据插入损耗的计算公式， 式中，U1滤波器输入电压，U2滤波器输出电压 分别计算出共模等效电路在理想条件下（图 13（a） ） 和考虑 EPC、EPR 情况下（图 13（b） ）插入损耗曲线。 在图 14 中，在理想条件下，共模插入损耗曲线为一条 40dB 每十倍频的直线（曲线 2） ，而采用图 13（b）中 模型计算出的曲线（3）在 500KHz 附近发生谐振，之 后曲线渐渐下滑，和
15、实际测试的曲线（4）变化趋势一 致，且谐振点相同。这说明，共模插入损耗在 500KHz 处的谐振是由电感 EPC（Ce1）所引起的，并使曲线特 性变差。此外，从图 14 中还可以看出，电感测试电路 曲线（曲线 1）和共模插入损耗曲线（曲线 3、4）并 联谐振频率点是相同的，即电感测试电路谐振频率和 共模等效电路中并联谐振频率是相等的，与上一节的 理论分析结果一致。 图 14 插入损耗曲线和电感阻抗曲线图 6提高共模插入损耗 实 际 上 ， 从 EMI 噪 声 分 布 情 况 上 看 ， 在 0.15MHz1MHz 范围内以抑制差模噪声为主，而在 1MHz30MHz 内以抑制共模噪声为主。因此，
16、要达到 对共模噪声的抑制，必须努力提高高频段的共模插入 损耗。 从共模插入损耗曲线上看，要提高其高频段的特 性，一个直接有效的方式就是提高曲线的谐振频率 fs， 使谐振点后的插入损耗值保持在一个较高的值。 由式（6）和电感计算公式可推导出， （12） 0101 22 ()() 21.5pF (1)(1) re e w llCll C NdN = （9） 22 1 22.8pF 4 e s C Lf = （10） 500KH曲线 测试曲线 500KHz 2 1 3 4 2 1 2 111 22 () 2 (1) s e CMe e dk f lAALC N Aw ll kd N = 1 2 20log U IL U =（11）
