载波为1ghz的正交调制器设计

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1、载波为I G H z 的正交调制器设计 苏俊杰1 李智群2朱恩3 东南大学射频与光电集成电路研究所南京2 1 0 0 9 6 擅暴t 本文介绍了应用于8 0 2 1 l a 无限局域网( w L A N ) 发射枫载波为I G H z 的正交调制器援计。本次电蹈设计采用的是T S M C O 1 8 u mC M O S 工艺( 电源电压1 8 V ) 设计模拟，仿真结果显示：电路功耗在4 7 m w 1 d B 压缩点在一6 d B m ，输入三阶互调点 在4 5 7 d B m ，本振泄漏d , f - - 5 0 d a ，增益为1 2 2 d B ，测试表明实际芯片的l d B 压缩点

2、和输入三阶互调点略有上升，本振泄漏 小于- - 3 0 d B 。 关词：无限局域网；正交调制器；本振泄漏；C M O S 工艺 引言 随着通信业的飞速发展，无线网络的优势越来越明显，设备越来越经济，可用W L A N 的部署越来越广 泛，无线网络提高了生产率，相比有线网络节省了成本。随着W L A N 目益增多和广泛流行，8 0 2 1 l b 规范必 须支持越来越多需要大量带宽的应用，如I p 语音、视频数据流、视频会议，而W L A N 所面临的最大挑战就 是需要更强大的安全解决方案。8 0 2 1 1 a 标准的开发使更多无线用户在飞行中也可访问要求苛刻的应用。 8 0 2 1 l a

3、 应用在5 G H z 频段- ，相比8 0 2 1 1 b 和8 0 2 1 l g ，5 G H z 这个频段没那么拥挤。5 0 H z W L A N 工作在以下 三个频段：5 1 5 , - + 5 2 5 G I - I 盔r5 2 5 “ 5 3 5 G H z ，5 7 2 5 卜5 8 2 5 G H z ，采用正交频分复用调制方式，系统将一路载 波分成几路正交的副载波，每一路载波的带宽为2 0 M H z ，将2 0 M H z 的带宽划分成5 2 个子信道。在每一个 子信道里面，数据可以采用不同的调制方式，这样就方便了接入不同的设备。5 G H zW L A N 的最高传输

4、数率 达到5 4 M b i t s ，远远高于8 0 2 1 l b 。 系统介绍。 图l 是发射机部分的系统框图，基带信号经过低通滤波器滤除高频部分，到达镜像抑制结构的混频器 前端( 框中部分) 调制到 G H z ，再经过上变频器混频到5 G H z , 通过可变增益放大器调节增益，最后通过 功率放大器由天线发射出去。系统中采用的这种结构是间接变频结构，相比直接变频结构而言，磔用这种结 构有几个优点：1 ) 直接变频虽然结构简单，但是存在一个巨大的缺陷，如果功率放大器和调制器集成在同 一块芯片上，功率放大器的瞬时夹断和开启会产生强脉冲信号，从而破坏频率综合模块的输出频谱，继而影 响到信号

5、传输。2 ) 信号传输的镜像频率点在3 G H z ，距离射频频率点( 5 G H z ) 有2 G H z 的距离，因此很容 易通过中频滤波网络将镜像频率滤除。3 ) 输出的射频信号在5 G H z ，而射频本振( 图中L 0 2 ) 在4 G H z ，有 效得避免了本振信号的泄漏对信号传输造成的影响。4 ) 避免了直接变频中在射频频率上进行频率综合，减 少了频率综合电路的设计难度。5 ) 调制模块所需的正交本振频率为1 G H z ，而不是直接变频所需要的5 G H z ， 比较容易实现幅度和相位上的匹配，而正交本振幅度和相位上是否匹配的好对电路的性能影响非常大。 适卜 】 幸夕 r I

6、 OJ、 - 一J 掣 L 图1发射机结构框图 三电路设计 系统将2 0 M H z 的带宽分成了5 2 路子信道进行传输，因此在系统发射端的时域波形中会出现这种情况， 当5 2 路信号的峰峰值叠加在一起的时候，信号时域波形的幅度将会是单个信号的5 2 倍，也就是输入信号的 差异最大在1 0 l o g ( 5 2 ) = 1 7 d B ，因此要求W L A N 的收发机具备处理变化如此之大信号的能力i 对我们的电 路设计也提出了一个很高的要求，要求电路有很大的线性蔼围。本次电路设计采用了G i l b e r t 单元来实现系 统要求的基本功能：将基带信号调制到1 G H z 频带。 图2

7、 传统的G i l b e r t 单元 图3 跨导放大器电路 如图2 所示的G i l b e r t 单元，其中M 3 ，M 4 ，M 5 ，M 6 管工作在开关状态。M I ，M 2 管输入基带信号，通过 分析可以得到V 叫l V 咖2 2 I R * s g n ( V t 。) ，其中I r f 是基带信号分别在M 1 管和M 2 管产生的电流。如果忽 略由s g n ( V L o ) i J 起的非线性，那么输入与输出的非线性关系主要看I r f 能不能线性的反应输入基带信号的变化。 基于这个原因，在设计中采用了线性度商的跨导放大器来代替M 1 ，M 2 管。提高跨导放大器的线性

8、化技术 有四种，它们分别是预失真，反馈，前馈，分段接近，上面四种反馈技术可以单独使用，也可以联合使用。 图4分段接近结构图5前馈结构 预失真技术是通过两次相反失真的叠加来削弱非线性；分段接近技术是利用输出G m 总是在栅极输入 直流电平左右呈现水平状，而一旦超过一定范围后就迅速滑落的特点，利用多个G m 相加达到增大线性度； 前馈技术是利用M 5 ，M 6 来减掉在左右支路中出现的误差电流来增大线性度。在电路仿真中分段接近技术显 示了良好的线性度。在输入0 S V 到1 8 V ，G m 保持了很好的线性度，但是这种结构对电流源的性能要求比 较高，同时在低电源电压的情况下，层叠结构会使输出摆幅

9、范围降低。现在重点讨论一下设计中采用的利f ；| 负反馈技术的跨导放大器工作原理。如图5 所示，电路工作原理分析：输入信号V i 。= b a s e l - - b a s e 2 ，M I 管的 栅源电压差是V g s l M 2 管的栅源电压差是V g s 2 , 那么M 1 管的源级电压b l = b a s e l - V g S l ，M 2 管的源级电压b 2 = b a s e 2 V g s 2 。电阻R 两端的电压为V R - - b l - b 2 = V i 。- - ( V g s l V g s 2 ) ，所以只要V g S l - - V g s 2 = 0 ，那

10、么电阻R 两端的电压就能够精确反映输入电压的变化，电路中M I ，M 3 ，M 5 ，M 7 管组成了一个反馈网络，从而是b l 点的电压紧紧跟随b a s e l 的变化。这样通过电阻R 的电流I R = V R P = V d R ，通过电阻R 的电流是M 3 ，M 4 的 电流差，M 1l 和M 1 2 管复制了M 3 和M 4 的电流，所以1 1 - - 1 2 = V - d R 。通过对电阻R 值扫描发现随着R 值 江苏省通信学会论文集 增加，线性度增加，但是电路的增益降低。随着R 值减少，线性度恶化，但是电路的增益增加。在设计中需 要在线性度和增益之间找到一个很好的折中。 。 四

11、模拟结果 本次设计采用A g i l e n t 公司的A D S 软件对电路进行了模拟和优化，各个端口( 除基带输入) 都采用了 5 0 欧姆的电阻匹配。为了保证电路设计的可靠性，分别对电路在S S ，T T ，F F 各个模型下进行仿真。模拟结 果表明；电路的l d B 压缩点在一6 d B m ，三阶互调点在4 5 7 d B m ，本振泄漏小于一5 0 d B ，增益在1 2 2 d B ，整 个电路的功耗在4 7 m w 。图6 为扫描输入基带功率变化的三阶互调曲线和增益随输入基带功率变化曲线( 1 d B 压缩点) 的比较。 五工艺与版图 图6 三阶互调曲线和l d B 压缩点曲线

12、。 本次设计采用T S M C0 1 S u m 的混合信号库实现。版图设计采用了C a d e n c e 公司和M e n t o r 公司的软件工 具。其版图照片如图7 所示，芯片的面积为0 7 O 8m m 。版图设计是主要考虑了一下几点：1 ) 版图结构 尽量对称，关键路径的走线不要太长。2 ) 基带输入端口，本振输入端口，和输出端口尽量隔开，减少各个 端口之间的影响。3 ) 高频走线设计时一般采用高层金属。4 ) 对于设计中栅极裸露的情况，版图设计中都加 了E S D 保护。 图7芯片照片 图8输出频谱照片 六测试与总结 本文介绍了基于T S M C 0 1 8u r nC M O

13、 S 工艺用于5 G H z 频段无线局域网8 0 2 1 1 a 标准的载波为1 G H z 的 1 7 9 DumOGvn8 江苏省通信学会论文集 正交调制电路的设计。模拟结果表明电路的l d B 压缩点在- - 6 d B m ，三阶互调点在4 5 7 d B m ，本振泄漏小 于一5 0 d B ，增益在1 2 2 d B ，整个电路的功耗在4 7 m W 。符合系统要求。本次芯片测试采用了在芯片测试 方案，使用了A g i l e n t 公司的3 3 2 2 0 A 作为基带信号发生器，A D V A N T E S TD 3 1 8 6 作为载波信号发生器提 供本振为1 G H

14、z 的载波信号，输出一端经过D C - - B l o c k 到达A g i l e n t 公司的8 6 1 1 0 A 示波器，另一端经过 D C - - B l o e k 送到A g i l e n t 公司的8 5 9 3 A 扫频仪。测试结果表明：实际芯片的l d B 压缩点和输入三阶互调点 较模拟情况略有提高，本振泄漏小于一3 0 d B 。图8 就是输入本振幅度5 6 0 m V ，基带输入为一1 0 d B m 时输 出的频谱曲线。 考文献 【1 1M a s o u dZ a r g a r i ，D a v i dK S u ，C P a t r i c kY u e

15、，e t c “A5 - G H ZC M O ST r a n s c e i v e rf o rI E E E8 0 2 1l aW i r e l e s sL A NS y s t e m s ”I E E EJ o u r n a lo f S o l i d S t a t e C i r c u i t s ，V 0 1 3 7 ，N O 1 2 。D e c e m b e r 2 0 0 2 【2 】T h o m a sH L e e ，H i r a dS a m a v a t i ，H a m i dR R a t e g h “5 - G H ZC M O SW

16、i r e l e s sL A N s ”I E E ET r a n s a c t i o n so nM i c r o w a v ea n dT e c h n i q u e s ，V 0 1 5 0 ，N o I ， J a n u a r y2 0 0 2 3 1T h o m a sH L e e “T h eD e s i g no f C M O SR a d i o F r e q u e n c yI n t e g r a t e dC i r c u i t s ”电子工业出版社2 0 0 2 6 作者筒介： 苏俊杰，男，硕士研究生东南大学无线电系电路与系统专业。 李智群，男，东南大学无线电系射频与光电集成电路研究所教授。 朱恩男。东南大学无线电系射频与光电集成电路研究所教授。