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1、第3章 转速、电流反馈控制的直流调速系统 运动控制系统 内 容 提 要 n转速、电流反馈控制直流调速系统的组成 及其静特性 n转速、电流反馈控制直流调速系统的动态 数学模型 n转速、电流反馈控制直流调速系统调节器 的工程设计方法 nMATLAB仿真软件对转速、电流反馈控制 的直流调速系统的仿真 n问题的提出 第2章中表明，采用转速负反馈和PI调节器 的单闭环直流调速系统可以在保证系统稳定的 前提下实现转速无静差。但是，如果对系统的 动态性能要求较高，例如：要求快速起制动， 突加负载动态速降小等等，单闭环系统就难以 满足需要。 3.1 转速、电流反馈控制直流调速系统 主要原因 单闭环系统仅是以转
2、速为目标的控制，没 有考虑对决定系统动态行为的转矩（电流）实 施有效的动态控制。 在单闭环直流调速系统中，电流截止负反 馈环节是专门用来控制电流的，但它只能是一 种“门限控制”，即在超过临界电流值 Idcr 以后 ，靠强烈的负反馈作用限制电流的冲击，并不 能很理想地控制电流的动态波形。 单闭系统环启动过程 n单闭环直流调速系统起 动过程如图 所示，起 动电流达到最大值 Idm 后，受电流负反馈的作 用降低下来，电机的电 磁转矩也随之减小，加 速过程延长。 图2-1 a) 单闭环调速系统 IdL n t Id O Idm Idcr 最佳启动过程（期望） n理想起动过程波形如图 ，这时，起动电流呈
3、方 形波，转速按线性增长 。这是在最大电流（转 矩）受限制时调速系统 所能获得的最快的起动 过程。 IdL n t Id O Idm 整个启动过程电流保持最大 b) 期望的起动过程 IdL n t Id O Idm a) 单闭环调速系统（带电流 截止负反馈的）启动过程 起动过程比较 IdL n t Id O Idm Idcr 我们的目标与解决的思路 启动和动态过程： 主要考核指标：快速性和超调控制能力 理由：电流是决定电机拖动能力的重要因 素，因此动态过程的主要控制量应 该是电流 做法：动态过程只针对电流进行控制。保 证动态过程电流始终最大 我们的目标与解决的思路（续） 稳态运行（终级目标）：
4、 主要考核指标：无静差和抗扰动能力 理由：最终目标是转速的无静差，抗扰能力 通过转矩的实时控制来实现 做法：稳态运行时，转速和电流均采取随动 控制 问题是： 怎样才能做到这种既存在转速和电 流两种负反馈，又使它们能在不同的阶 段里分别起作用呢？ 3.1.1 转速、电流反馈控制直流调速系统的组成 为了实现转速和电流两种负反馈分别起作用 ，可在系统中设置两个调节器，分别调节转速 和电流，即分别引入转速负反馈和电流负反馈 。二者之间实行嵌套（或称串级）联接。 3.1.2 稳态结构图与参数计算 图3-2 转速、电流反馈控制直流调速系统原理图 ASR转速调节器 ACR电流调节器 TG测速发电机 1. 稳
5、态结构图和静特性 n转速调节器ASR的输出限幅电压决定了电流给定的 最大值，电流调节器ACR的输出限幅电压限制了电 力电子变换器的最大输出电压， n当调节器饱和时，输出达到限幅值，输入量的变化 不再影响输出，除非有反向的输入信号使调节器退 出饱和； n当调节器不饱和时，PI调节器工作在线性调节状态 ，其作用是使输入偏差电压在稳态时为零。 n对于静特性来说，只有转速调节器饱和与不饱和两 种情况，电流调节器不进入饱和状态 。 图3-3 双闭环直流调速系统的稳态结构图 转速反馈系数 电流反馈系数 两个调节器的输出均带限幅，其作用： n转速调节器ASR的输出限幅电压U*im决定了 电流给定电压的最大值
6、； n电流调节器ACR的输出限幅电压Ucm限制了 电力电子变换器的最大输出电压Udm。 2. 限幅作用 PI调节器存在两种状况： n饱和输出达到限幅值 当调节器饱和时，输出为恒值，输入量 的变化不再影响输出，除非有反向的输入 信号使调节器退出饱和；换句话说，饱和 的调节器暂时隔断了输入和输出间的联系 ，相当于使该调节环开环。 n不饱和输出未达到限幅值 当调节器不饱和时，PI 作用使输入偏差电压 在稳态时总是趋于零。 事实上，转速调节器是可以运行在以 上两种情况，而正常情况下，电流调节 器均工作在不饱和状态！ （1） 转速调节器不饱和 n两个调节器都不饱和，稳态时，它们的输 入偏差电压都是零。
7、得到： 稳态运行 ASR不饱和 Id Ti，选择i= Ti ，用调节器零点消去控 制对象中大的时间常数极点， n希望电流超调量i 5%，选 =0.707， KI Ti =0.5，则 （3-50） (3-52) (3-51) 图3-20 校正成典型I型系统的电流环 (a)动态结构图 (b）开环对数幅频特性 n模拟式电流调节器电路 U*i 电流给定电压； Id 电流负反馈电压； Uc 电力电子变换器的 控制电压。 图3-21 含给定滤波与反馈滤波的 PI型电流调节器 (3-53) (3-54) (3-55) n按典型型系统设计的电流环的闭环传递函数为 (3-56) n采用高阶系统的降阶近似处理方法
8、，忽略高次项，可降 阶近似为 (3-57) n降价近似条件为 (3-58) 式中，cn转速环开环频率特性的截止频率。 n电流环在转速环中等效为 (3-59) n电流的闭环控制把双惯性环节的电流环控 制对象近似地等效成只有较小时间常数的 一阶惯性环节， n加快了电流的跟随作用，这是局部闭环（ 内环）控制的一个重要功能。 例题3-1 n 某晶闸管供电的双闭环直流调速系统，整流装置 采用三相桥式电路，基本数据如下： 直流电动机：220V，136A，1460r/min， Ce=0.132Vmin/r，允许过载倍数=1.5； 晶闸管装置放大系数：Ks=40； 电枢回路总电阻：R=0.5 ； 时间常数：T
9、i=0.03s， Tm=0.18s； 电流反馈系数：=0.05V/A（10V/1.5IN）。 n设计要求 设计电流调节器，要求电流超调量 解 1）确定时间常数 n整流装置滞后时间常数Ts=0.0017s。 n电流滤波时间常数Toi=2ms=0.002s。 n电流环小时间常数之和，按小时间常数近似处理 ，取Ti=Ts+Toi=0.0037s。 2）选择电流调节器结构 n要求i5%，并保证稳态电流无差，按典型I型系 统设计电流调节器。用PI型电流调节器。 n检查对电源电压的抗扰性能： ， 参看表3-2的典型I型系统动态抗扰性能，各项指 标都是可以接受的。 3）计算电流调节器参数 n电流调节器超前时
10、间常数：i=Ti=0.03s。 n电流环开环增益：取KiTi=0.5， nACR的比例系数为 4）校验近似条件 n电流环截止频率ci=KI=135.1s-1 （1）校验晶闸管整流装置传递函数的近似条件 （2）校验忽略反电动势变化对电流环动态影响的条件 （3）校验电流环小时间常数近似处理条件 5）计算调节器电阻和电容 n取 n 取40k n 取0.75F n 取0.2F 2转速调节器的设计 图3-22 转速环的动态结构图及其简化 (a)用等效环节代替电流环 图3-22 转速环的动态结构图及其简化 (b)等效成单位负反馈系统和小惯性的近似处理 n把转速给定滤波和反馈滤波环节移到环内，同时 将给定信
11、号改成 U*n(s)/， n把时间常数为 1 / KI 和 Ton 的两个小惯性环节合并 n转速环的控制对象是由一个积分环节和一个惯性 环节组成，IdL(s)是负载扰动。 n系统实现无静差的必要条件是：在负载扰动点之 前必须含有一个积分环节。 n转速开环传递函数应有两个积分环节，按典型 型系统设计。 nASR采用PI调节器（3-61） Kn 转速调节器的比例系数； n 转速调节器的超前时间常数。 n调速系统的开环传递函数为 n令转速环开环增益KN为 (3-62) n则 （3-63） 图3-22 转速环的动态结构图及其简化 (c)校正后成为典型型系统 （3-64） （3-65） （3-66） 无
12、特殊要求时，一般以选择h=5 为好。 n模拟式转速调节器电路 U*n 转速给定电压； n 转速负反馈电压； U*i 电流调节器的给定电 压。 (3-67) (3-68) (3-69) 图3-23 含给定滤波与反馈滤波的PI型 转速调节器 例题3-2 n在例题3-1中，除已给数据外，已知：转速 反馈系数=0.07Vmin/r（10V/nN）， n要求转速无静差，空载起动到额定转速时 的转速超调量n10%。 n试按工程设计方法设计转速调节器，并校 验转速超调量的要求能否得到满足。 解 1）确定时间常数 n（1）电流环等效时间常数。 由例题3-1，已取KITi=0.5 ，则 n（2）转速滤波时间常数
13、。根据所用测速发电机纹波情况 ，取Ton=0.01s。 n（3）转速环小时间常数。按小时间常数近似处理，取 2）选择转速调节器结构 n选用PI调节器， 3）计算转速调节器参数 n取h=5，则ASR的超前时间常数为 n转速环开环增益： nASR的比例系数为 4）检验近似条件 n转速环截止频率为 （1）电流环传递函数简化条件 满足简化条件 （2）转速环小时间常数近似处理条件 满足近似条件 5）计算调节器电阻和电容 n取 n 取470k n 取0.2 F n 取1F 6）校核转速超调量 n当h=5时，由表3-4查得，n%=37.6%，不能满足设计要求 。实际上，由于表3-4是按线性系统计算的，而突加
14、阶跃 给定时，ASR饱和，不符合线性系统的前提，应该按 ASR退饱和的情况重新计算超调量。 3转速调节器退饱和时转速超调量的计算 n当转速超过给定值之后，转速调节器ASR 由饱和限幅状态进入线性调节状态，此时 的转速环由开环进入闭环控制，迫使电流 由最大值Idm降到负载电流Idl 。 nASR开始退饱和时，由于电动机电流Id仍大 于负载电流Idl ，电动机继续加速，直到Id Idl时，转速才降低。 n这不是按线性系统规律的超调，而是经历 了饱和非线性区域之后的超调，称作“退饱 和超调”。 n假定调速系统原来是在Idm的条件下运 行于转速n*， n在点O 突然将负载由Idm降到Idl ，转速 会
15、在突减负载的情况下，产生一个速 升与恢复的过程， n突减负载的速升过程与退饱和超调过 程是完全相同的。 图3-24 ASR饱和时转速环按典型II型系统设计的 调速系统起动过程 图3-25 调速系统的等效动态结构图 (a)以转速n为输出量 只考虑稳态转速n*以上的超调部分， n=n-n*，坐标原点移到O点， 图3-25 调速系统的等效动态结构图 (b）以转速超调值为输出量 初始条件则转化为 n把n的负反馈作用反映到主通道第一个环节的输出量上 来，得图 (c)，图中Id和IdL的+、- 号都作了相应的变化。 n图 (c)和讨论典型II型系统抗扰过程所用的图完全相同。 可以利用表3-5给出的典型II型系统抗扰性能指标来计算 退饱和超调量， 图3-25 调速系统的等效动态结构图 (c) 图(b)的等效变换 n在典型II型系统抗扰性能指标中， C的基 准值是 (3-35) nn的基准值是 (3-70) n作为转速超调量n%，其基准值应该是n*，退饱和 超调量可以由表3-5列出的数据经基准值换算后求得 ，即 电动机允许的过载倍数， z负载系数， (3-72) (3-71) 例题3-3 试按退饱和超调量的计算方法计算例题3-2中 调速系统空载起动到额定转速时的转速超调量 ，并
