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1、音响放大器的设计与仿真实现一、 实验方案1.1电子混响采用MN3200系列电子混响延时器MN3200系列芯片在市场上易购得且价格便宜，尽管需要的元件多些。相比之下，方案一的实践操作性更好，选择方案一更为合理。1.2主要部分的设计方案方案选择方案一：话音放大级、混合前置放大级、音调控制放大级各用一个UA741，功率放大级用LA4102。 方案二：话音放大级、混合前置放大级、音调控制放大级共用一个LM324功率放大级用LA4102。 比较选择：由于多级放大各级信号会互相产生干扰，合理布线，把级与级间的距离拉大是减小信号干扰的好方法，此时方案一是个不错的选择，但每一级各用一个UA741电路元件增多，
2、电路板面积就会增大，不但不美观也不经济。方案二中LM324是四运放集成电路，电源电压范围宽，静态功耗小，可单电源使用，价格低廉、放大效果好，话音放大级、混合前置放大级、音调控制放大级共用一个LM324电路元件少，占用电路板面积小，不仅美观而且经济。二、 单元电路的设计与参数计算2.1话音放大电路的设计由于话筒的输出信号一般只有5mV左右，而输出阻抗达到20k(亦有低输出阻抗的话筒如20，200等)，所以话音放大器的作用是不失真地放大声音信号(最高频率达到10kHz)。其输入阻抗应远大于话筒的输出阻抗。电路原理图，电压放大倍数Av仅由外接电阻R11和R12决定：Av=1+R12/R11按要求该级
3、的放大倍数Av =8.5，器电路原理图如图2.1所示。 图2.12.2混合前置放大级 Av =（V1R22/R21+V2R22/R23）根据整机增益分配可知，要使话筒与录音机输出经混响级后的输出基本相等，要求R22/R21=3，R22/R23=1，所以选择R22=30K，R21=10K，R23=30K耦合电容C21、C22，C23采用10uF的极性电容。2.3音调控制器音调主要是控制、调节音响放大器的幅频特性，理想的控制曲线如图2.3.1中折线所示。 图2.3.1图中，fL1表示低音频转折频率，一般为几十赫兹；fL2(等于10fL1)表示低音频区的中音频转折频率；f0（等于1kHz）表示中音频
4、率，要求增益AV0=0dB；fH1表示高音频区的中音频转折频率；fH2(等于10fH1)表示高音频转折频率，一般为几十千赫兹。由图可见，音调控制器只对低音频与高音频的增益进行提升与衰减，中音频的增益保持0dB不变。因此，音调控制器的电路可由低通滤波器与高通滤波器构成。由运放构成的音调控制器，如图2.3.2所示。这种电路调节方便，元器件少，在一般收音机、音响放大器中应用较多。下面对该电路原理进行分析。图2.3.2中 RP1是为低音调节，RP2为高音调节，通过运放LM324的负反馈，实现高音和低音最大正负20dB调节。设电容C1=C2C3，在中、低音频频区，C3 视为开路，在中、高音频区，C1、C
5、2视为短路。（1）当f f0时，音调控制器的低频等效电路如图2.3.3所示。其中，图（a）所示的为RP1的滑臂在最左端，对应于低频提升最大的情况；图（b）所示的为RP1的滑臂在最右端，对应于低频衰减最大的情况。分析表明，图（a）所示的电路是一个一阶有源低通滤波器，其增益函数的表达式为 图2.3.2（231）式中，1=1/（RP1C2），2=（RP1+R2）/（RP1R2C2）图2.3.3当ffL1时，C2可视为开路，运算放大器的反向输入端视为虚地，R4的影响可以忽略，此时电压增益 （2.3.2）在f=fL1时，因为fL2 =10fL1 ，故可由式2.3.2得（2.3.3）此时电压增益相对AVL
6、下降3dB。 在f=fL2时，由式(11)得 （2.3.4） 模此时电压增益相对AVL下降17dB。同理可以得出图(b)所示电路的相应表达式，其增益相对于中频增益为衰减量，最大衰减量为 （2）对于高频区，C1、C2可视为短路，作为高通滤波器，等效电路如图2.3.4 图2.3.4可简化为以下电路，如图2.3.5所示。 （c） （d） 图2.3.6图(c)为RP2的滑臂在最左端时，对应于高频提升最大的情况；图(d)为RP2的滑臂在最右端时，对应于高频衰减最大的情况。 分析表明，图(c)所示电路为一阶有源高通滤波器，其增益函数的表达式为 (2.3.5)式中，当ffH1（w fH2时，3视为短路，此时
7、电压增益：AVH = (RaR3)/R3 。同理可以得出图(d)所示电路的相应表达式，其增益相对于中频增益为衰减量。根据音响放大器的设计技术指标，要使AVL=AVH20dB，结合AVL的表达式可知，R1、R2，RP1不能取得太大，否则运放漂移电流的影响不可忽略，但也不能太小，否则流过它们的电流将超出运放的输出能力。一般取几千欧姆至几百千欧姆，RP1最大只能取470K，R1、R2取47K，则AVL=(RP1+R2)/R1=11(20.8dB)，C=1/2RP1fL1=0.008uF,取标称值0.01uF，即C31=C32=0.01uF。又R1=R2=R4=47K，则 Ra=3R4=30k,R3=
8、Ra/10=13k.C3取470pF,由于在低音时，音调控制电路输入阻抗近似为R1，所以级间耦合电容可取C1=C2=10uF。WW2.4功率放大器的设计功率放大器(简称功放)的作用是给音响放大器的负载RL(扬声器)提供一定的输出功率。当负载一定时，希望输出的功率尽可能大，输出信号的非线性失真尽可能地小，效率尽可能高。 图2.4.1功放的核心是LA4102，图2.4.1所示的为LA4102的内部电路。LA4102接成OTL形式的电路如图2.4.2所示。 图2.4.2RF、CF与内部电阻R11组成交流负反馈支路，控制功放级的电压增益AVF，即 （2.4.1）由其内部电路知R11=20K，按性能指标
9、AVF=30倍，所以RF应取650。CB为相位补偿电容。CB减小，带宽增加，可消除高频自激。CB一般取几十皮法至 图2.4.3几百皮法。CC为OTL电路的输出端电容，两端的充电电压等于VCC/2，CC一般取耐压值远大于VCC/2的几百微法的电容。CD为反馈电容，消除自激振荡，CD一般取几百皮法。CH为自举电容，使复合管T12、T13的导通电流不随输出电压的升高而减小。C3、C4可滤除纹波，一般取几十微法至几百微法。C2为电源退耦滤波，可消除低频自激。综合有关资料可按电路图2.4.3中各元件的参数选择各元件参数。2.5电子混响延时器电子混响延时器是用电路模拟声音的多次反射，产生混响效果，使声音听
10、起来具有一定深度感和空间立体感。模拟混响延时电路的组成框图如下4-3图所示。其中电路BBD称为模拟延时器，器内部有由场效应管构成的多级电子开关和高精度存储器。在外加时钟脉冲作用下，电子开关不断地接通和断开，对输入信号进行采样、保持并向后级传递，从而使BBD的输出信号相对于输入信号延迟一段时间。BBD的级数越多，时钟脉冲的频率越高，延时时间越长。BBD配要有专业专用的时钟电路，例如，MN3102时钟电路与MN3200系利的BBD配套。 电子混响延时器产生电路其优点是，在一个音响电路中可以产生很好的音响混合效果，使音响发出来的声音具有动听悦耳的效果。缺点，在这个过程中失真度相对而言会加高，同时在电
11、路方面还要配带自己已经所定的延时时钟电路。在电路方面也比较复杂，在电路调试方面带来很多不好的地方。所以本次设计中不采用延时放大器。而是通过一个RC低通滤波器来提高音量，经过一些简单的电路来达到混响的效果。其框图如图2.5.1所示。 图2.5.1三、 单元电路的仿真3.1话音放大电路的仿真按图3.1.1连接好电路，根据设计要求确定电路中的电阻和电容的具体数值，便将其保存成电路文件。 图3.1.13.1.1 输出波形测试其仿真波形图如图3.1.1所示。 输入波形：输出波形： 图3.1.13.1.2 动态指标Av的测试在电路的输入端输入信号频率为1Khz的正弦波，调整输入信号的幅度，使输出电压Vo不
12、失真，讲测试结果填入下表，并与理论值比较表3-1 语音放大器放大倍数的测试结果/mv/mv（实测）10k75k542.4638.58.49261084.9418.494120169.8778.49435结论：仿真实测值与理论值基本相符.3.1.3 幅频特性的测量将频率特性测试仪接入电路，根据上，下限频率，的定义，当电压放大倍数的幅值下降3dB时所对应的频率即为电路的上，下限频率，将从测试结果填入下表话筒放大器的频率上下限测试话筒放大器上，下限频率的测试结果频率测量值9557KHZ19.453Hz3.2 混合前置放大器3.2.1电路设计 按图3.2.1连接好电路，根据设计要求确定电路中的电阻和电容的具体数值，便将其保存成电路文件。图3.2.1 混合前置放大电路仿真图幅频特性的测量：特征频率特性测试仪接入电路，根据上，下限频率fh, fl的定义，当电压放大倍数的幅值下降3dB是所对应的频率几位电路的上，下限频率，讲测试结果填入表3-2-2图3.2.2 混合前置放大器的频率下限测试图3.2.3 混合前置放大器的频率上限测试表3-2-2 混合前置放大器上下限频率的测试测量值201.132KHZ2.412Hz3.3音调控制电路3.3.1电路设计
