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1、第四章数字基带传输系统,数字基带信号的码型 数字基带信号的频谱特性 数字基带传输中的码间干扰 无码间干扰的基带传输特性,无码间干扰的基带系统 抗噪声性能 眼图 均衡 小结,4.1 数字基带信号的码型,数字基带信号码型的设计原则 对于传输频带低端受限的信道，一般来讲线路传输码型的频谱中应不含直流分量。 码型变换(或叫码型编译码)过程应对任何信源具有透明性，即与信源的统计特性无关。 便于从基带信号中提取定时信息。包括位定时信息和分组同步信息。 便于实时监测传输系统信号传输质量，即应能检测出基带信号码流中错误的信号状态。 尽量减少基带信号频谱中的高频分量。这样可以节省传输频带，提高信道的频谱利用率，
2、还可以减小串扰。 编译码设备应尽量简单。,1、单极性非归零码 在二元码中用高电平A和低电平(常为零电平)分别表示二进制信息“1”和“0”，在整个码元期间电平保持不变，单极性非归零码常记作NRZ。 1 1 1 0 1 0 0 1 0 0 0 1 1 2、双极性非归零码 在二元码中用正电平和负电平分别表示“1”和“0”。整个码元期间电平保持不变，而在这种码型中不存在零电平。 1 1 1 0 1 0 0 1 0 0 0 1 1,一. 二元码,3、单极性归零码 发送“l”时，在整个码元期间高电平只持续一段时间，在码元的其余时间内则返回到零电平。常记作RZ(L)。 1 1 1 0 1 0 0 1 0 0
3、 0 1 1 4、差分码 在差分码中，“1”、“0”分别用电平跳变或不变来表示。若用电平跳变来表示“1”，则称为传号差分码 ，记作NRZ(M)。若用电平跳变来表示“0”，则称为空号差分码，记作NRZ(S)。 1 1 1 0 1 0 0 1 0 0 0 1 1,5、数字双相码 数字双相码又称为分相码或曼彻斯特码。它用一个周期的方波 表示“1”，而用它的反相波形表示“0”。 例如：,6传号反转码 传号反转编码(CMI码)与数字双相码类似，也是一种二电平非归零码。编码规则为：“l”用交替的“0 0”和“1 1”两位码组表示，而“0”则固定地用“0 1”表示。 1 1 0 1 0 0 1 0,7密勒码
4、 密勒码又称延迟调制，它是数字双相码的一种变型。在密勒码中，“1”用码元周期中点处出现跳变来表示，而对于“0”则有两种情况：当出现单个“0”时，在码元周期内不出现跳变；但若遇到连“0”时，则在前一个“0”结束(也就是后一个“0”开始)时出现电平跳变。 1 1 0 1 0 0 1,三元码幅度取值有三个：+1、0、-1。三元码种类很多，被广泛地用作脉冲编码调制的线路传输码型。 1、双极性归零码 它是双极性不归零码的归零形式，如下图。此时对应每一符号都有零电位的间隙产生，即相邻脉冲之间必定留有零电位的间隔。 1 0 1 0 0 1 1 0,二. 三元码,AMI码的全称是传号交替反转码。这是一种将消息
5、代码“0”(空号)和“1” (传号)按如下规则进行编码的码：代码的0仍变换为传输码的0，而把代码中的1交替地变换为传输码的+1、-1、+1、-1、。例如： 消息代码： 1 0 0 1 1 0 0 0 1 1 1. AMI码： +1 0 0 -1 +1 0 0 0 -1 +1 -1. 由于AMI码的传号交替反转，故由它决定的基带信号将出现正负脉冲交替，而0电位保持不变的规律。由此看出，这种基带信号无直流成分，且只有很小的低频成分，因而它特别适宜在不允许这些成分通过的信道中传输。但是，AMI码有一个重要缺点，即当它用来获取定时信息时，由于它可能出现长的连的连0串，因而会造成提取定时信号的困难。,2
6、传号交替反转码,3HDB3码 编码规则： 先把消息代码变换成AMI码，当没有4个连0串时，结束编码； 当出现4个以上连0串时，则将每4个连0小段的第4个0变换成与其前一非0符号同极性的符号，称为破坏符号V (即+1记为+V，-1记为-V)。 当相邻V 符号之间有奇数个非0符号时，结束编码；当有偶数个非0符号时，将该小段的第1个0变换成+B或-B，B符号的极性与前一非0符号的相反，并让后面的非0符号从V符号开始再交替变化。,例如： 代码： 1000 0 1000 0 1 1 000 0 1 1 AMI码： -1000 0 +l 000 0 -1 +1 000 0 -1 +1 HDB3码： -10
7、00 -V +l 000 +V -1 +1 -B00 -V +1 -1,编码规则：先将二进制的代码划分成2个码元为一组的码组序列，然后 再把每一码组编码成两个三进制数字(、0)。因为两位三进制数 字共有9种状态，故可灵活地选择其中的4种状态。为防止PST码的直 流漂移，当在一个码组中仅发送单个脉冲时，两个模式应交替变换。 代码： 0 1 0 0 1 1 1 0 1 0 1 1 0 0 取正模式时： 0 + - + + - - 0 + 0 + - - + 取负模式时： 0 - - + + - + 0 - 0 + - - + PST码能提供足够的定时分量，且无直流成分，编码过程也较简单。,4PST
8、码,4.2数字基带信号的频谱特性,分析过程 设一个二进制的随机脉冲序列S(t)如下图。这里g1(t)和g2(t)分别表示符号的0和1，Ts为每一码元的宽度。应当指出，图中虽然把g1(t)及g2(t)都画成了三角形(高度不同)，但实际上g1(t)和g2(t)可以是任意形状的脉冲。,现在假设序列中任一码元时间Ts内g1(t)和g2(t)出现的概率分别为P和1-P，且认为它们的出现是互不依赖的(统计独立)，则该序列为其中 an是第n个信息符号所对应的电平值（0、1或-1、+1等）； 或者写成 ，其中,二进制的随机脉冲序列,随机脉冲序列通常是功率型的，由随机过程知识可知，s(t)的功率谱密度可表示为
9、设截取时间T为，T=(2N+1)Ts，式中，N为一个足够大的数值。则 sT(t)就可表示成 则有,s(t)的功率谱密度Ps(),可以把截短信号sT(t)看成是由一个稳态波vT(t)和一个交变波uT(t)构成。,0 1 1 0 0 0 1 0,这里的稳态波，就是随机信号sT(t)的平均分量，可写为,则交变波为,以概率P出现的g1,以概率1-P出现的g2,或者 其中 由此看到，稳态波及交变波都有相应确定表示式，因而可以分别分析它们的频谱特性。再根据 最后可得出sT(t)的频谱。,其中,当 时, vT(t)变成v(t)，且有 此时，因为v(t+Ts)v(t)，故v(t)是以TS为周期的周期性信号。于
10、是， v(t)可展成傅里叶级数，即 其中 又: 于是，v(t)的功率谱密度pv()为,1求稳态波vT(t)的功率谱密度,由 有: 其中 于是 其统计平均为,2.求交变波uT(t)的功率谱密度,当m=n时 ，有 所以 当 时，有 则 如果设uT(t)及u(t)的功率谱密度分别为puT()及pu()，则可得,这个结果指出，u(t)的功率谱密度与g1(t)和g2(t)的频谱 以及出现概率P有关。,最后得到,由于sT(t)uT(t)+vT(t)，故当 时，sT(t)将变成s(t)u(t)+v(t) ， 于是，s(t)的功率谱密度ps()最后表示为 上式是双边的功率谱密度表示式。如果写成单边的，则有,3
11、求随机基带序列s(t)的功率谱密度,连续谱,离散谱,若设g1(t)0，g2(t)g(t)，随机脉冲序列的功率谱密度(双边)为 式中，G(f)是g(t)的频谱函数。当p1/2，且g(t)为矩形脉冲， 即 其频谱为 则,（1）对于单极性波形,若设g1(t)- g2(t)g(t)，则有 当P1/2时 ，上式可变为 若g(t)为矩形脉冲，那么上式可写成,（2）对于双极性波形,随机脉冲序列的功率谱密度可能包括两个部分： 连续谱pu()及离散谱pv()。 连续谱：由于g1(t)及g2(t)不能完全相同，故Gl(f)G2(f)，因而pu()总是存在的； 离散谱：在一般情况下是存在的。但我们容易观察到，若g1
12、(t)及g2(t)是双极性的脉冲，且波形出现概率相同(P1/2)，则下式 中的第二、三项为零，故此时没有离散谱(即频谱图中没有线谱成分)。 更一般地说，如果 ，且 ， 则由满足上述条件的gl(t)及g2(t)组成的脉冲序列将无离散谱。,关于随机基带序列功率谱的结论,直流分量,4.3数字基带传输中的码间干扰,基带系统模型 在数字基带系统模型中，造成判决错误的主要原因一方面是噪声，另一方面就是由于传输特性（包括发、收滤波器和信道特性）不良引起的码间干扰。,在框图中，an为发送滤波器的输入符号序列。在二进制的情况下为0、1或-1、+1。为分析方便，把这个序列对应的基带信号表示成 这个信号是由时间间隔
13、为Ts的一系列的(t)所组成，每一(t)的强度由 决定。当d(t)激励发送滤波器(即信道信号形成器)时，发送滤波器将产生信号s(t)，表示如下 式中，gT(t)是单个(t)作用下形成的发送基本波形。设发送滤波器的传输特性为GT()，则 这里已考虑了(t)的频谱为1。,码间干扰的产生原理,信号s(t)通过信道时会产生波形畸变，同时还要叠加噪声。因此，若设信道的传输特性为G()，接收滤波器的传输特性为GR()，则接收滤波器输出信号r(t)可表示： 其中 r(t)被送入识别电路，并由该电路确定 的取值。假定识别电路是一个抽样判决电路，则对信号抽样的时刻一般在(kTs+t0)，其中，k是相应的第k个时
14、刻，t0是可能的时偏。因而，为了确定 的取值，必须首先确定r(t)在该样点上的值,恢复信息,码间干扰,随机干扰,第一项 ：是第k个接收基本波形在上述抽样时刻上的取值，它是确定ak信息的依据； 第二项 ：是接收信号中除第k个以外的所有其他基本波形在第k个抽样时刻上的总和，我们称这个值为码间干扰值； 第三项 ：显然是一种随机干扰。 由于码间干扰和随机干扰的存在,故当 加到判决电路时，对 取值的判决就可能判对也可能判错。显然，只有当码间干扰和随机干扰很小时，才能基本保证上述判决的正确；当干扰及噪声严重时，则判错的可能性就很大。,式中右边,4.4无码间干扰的基带传输特性,码间干扰的大小取决于 和系统输
15、出波形 在抽样时刻上的取值。然而， 是随信息内容变化的，从统计观点看，它总是以某种概率随机取值的。系统响应 却仅依赖于发送滤波器至接收滤波器的传输特性 。 可看作是发送、接收滤波器和信道的总特性，即 基带传输特性的分析模型,设系统H()的冲击响应为h(t),故系统输出的基带信号为 其中 从理论上说，要做到无码间干扰，则冲击响应h(t)的波形应该满足如下关系式 即h(t)的值除在抽样时刻（t=0）不为零外，在所有其他码元抽样时刻（ ）均为零。,由图可见，虽然h(t)的整个波形延迟到其它码元时隙，但由于在其它码元的抽样判决时刻其值为0，因此不存在码间干扰。但需要注意的是，为了分析方便，对网络传递函数H()作了两点简化：一
