基于级联二极管箝位多电平变流器的全功率风电系统

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1、基于级联二极管箝位多电平变流器的全功率风电系统 朱颖、李建林 1，胡书举 2，许洪华 3 1), 3)中国科学院电工研究所，北京，100080 2)中国科学院研究生院，北京，100049 摘 要 随着风电机组单机容量的不断增大，多电平变流器的应用得到了广泛关注。采用的二极管箝位五电平级联 H 桥拓扑，结合了二极管箝位型多电平和级联 H 桥多电平的优势，需要较少的箝位二极管和独立直流电源，即可进一步提高 输出电压等级，使用移相变压器和 12 脉波整流器作为输入电路，可以方便地应用在使用多相永磁同步发电机的直驱风电系 统中。基于拓扑提出了消谐波 SPWM 和载波相移 SPWM 相结合的调制方法，能

2、够方便地对二极管箝位级联拓扑进行控制， 可以进一步提高等效载波频率，降低器件损耗和滤波器体积。仿真和实验结果证实了所采用的拓扑及其控制方法的有效性。 关键词 直驱风电系统；18 相永磁同步发电机；移相变压器；12 脉波整流器；二极管箝位五电平级联 H 桥；载波调制 SPWM 1前言 为满足风力发电对高压、大功率和高品质变流器 的需求，多电平变流器拓扑得到了广泛关注。变流器 采用多电平方式后， 可以在常规功率器件耐压基础上， 实现高电压等级，获得更多级(台阶)的输出电压，使 波形更接近正弦，谐波含量少，电压变化率小，并获 得更大的输出容量1。多电平变流器具体电路拓扑可 分为 5 类：二极管箝位型

3、、双向开关互联型、飞跨电 容型、两电平变流器组合型、单相 H 桥级联型等2。 其中单相级联 H 桥型和二极管中点箝位型多电平拓 扑结构简单，控制灵活，近年来在大功率变频调速、 无功补偿、大功率稳压电源等方面均有较多的应用； 在 PWM 控制方法中，研究较多的是特定谐波消除 PWM 调制、 多载波SPWM 调制、 载波相移SPWM 调 制和空间矢量调制等3。 本文针对二极管箝位五电平级联 H 桥拓扑，提出 了一种消谐波 SPWM 和载波相移 SPWM 相结合的控 制方法，通过采用不同相位的三角载波，使二极管箝 位五电平 H 桥能够方便地产生多电平输出，同时使五 电平功率单元可以方便地级联在一起。

4、将这种拓扑应 用在永磁直驱风电系统中， 采用 18 相永磁同步发电机 移相变压器12 脉波整流器二极管箝位五电平 级联 H 桥，能够进一步提高输出电压和功率等级，为 风力发电输出不用升压变压器即可直接并入中压电网 提供了可能4。 2拓扑结构分析 图 1 是本文采用的二极管箝位五电平级联 H 桥拓 扑在直驱型变速恒频风电系统中的应用原理图，其中 图 1(a)为系统结构简图，图 1(b)为二极管箝位五电平 H 桥功率单元原理图。图 1(a)中风电机组拖动多相永 磁同步发电机，永磁同步发电机为 18 相电机，共有 6 组输出绕组，每组绕组间相位差 20 ，每组绕组分别 进入二极管箝位功率单元，共有

5、6 个功率单元构成三 相逆变器，每 2 个功率单元进行级联构成一相输出， 三相输出通过滤波电感并入电网。图 1(b)中，输入为 永磁同步发电机的一组三相绕组，经过三绕组移相变 压器，移相变压器为 DDY 结构，匝比为 3:1:1 ， 副边两路输出的相位差 30 ， 由 12 脉波二极管整流器 整流得到独立的直流电源，其中直流侧电容由两个电 解电容串联构成，电容的中点作为二极管箝位功率电 路的中点，并且和两个 6 脉波二极管整流器的中点连 接，直流电经过二极管箝位五电平 H 桥进行逆变，输 出单相交流电7。由功率单元 1、2、3 分别和 4、5、6 级联构成三相输出。 图 1 的电路结构是二极管

6、箝位三电平和 H桥电路 的结合。为获得单相九电平输出，二极管箝位型多电 平变换器每相需要 16 个功率器件、 56 个箝位二极管， 三相只需要一个直流电源， 但是箝位二极管数量较多， 对其耐压要求较高，提高了系统成本，并存在电容电 压平衡问题，这给控制和实际应用带来困难。常规两 电平级联H桥多电平变换器为获得九电平输出需要同 样的功率器件，不需要箝位器件，但是三相共需要 12 路独立直流电源，需要的独立电源数量较多。图 1 的 电路结构，以两个二极管箝位三电平桥臂构成五电平 H 桥，再以两个五电平 H 桥实现单相九电平输出，需 要的功率器件一样，每相只需要 8 个箝位二极管，三 相共需要 6

7、路独立直流电源，大大减少了箝位二极管 和独立直流电源的数量，从而综合了两种多电平电路 结构的优势。 图 1 的拓扑结构可以概括为多相永磁同步发电机 移相变压器12 脉波整流器三相二极管箝位级 联逆变器， 其中功率单元的结构为移相变压器12 脉 中国电工技术学会电力电子学会第十一届学术年会 波整流器二极管箝位五电平 H 桥逆变器。采用这样 的电路结构方便进行模块化设计，能够在常用功率器 件电压等级的基础上，进一步提高系统的功率等级和 电压等级， 随着多相永磁同步发电机应用的不断增加， 可以方便地提供多路独立直流电源，电压等级的提高 使输出不用接变压器即可并入更高一级的电网成为可 能。 A u B

8、 u C u N u (a)系统结构简图 p n 0 (b)二极管箝位功率单元 图 1 系统拓扑结构图 使用移相变压器和 12 脉波整流器构成变流器的 输入环节，实现简单，可靠性高，能够在发电机侧获 得接近正弦波的电流波形，提高电机侧的功率因数， 有效降低电机的损耗13；二极管箝位五电平 H 桥单 元构成的功率单元，能够和常规 H 桥一样方便地进行 级联，二极管箝位电路中点与 12 脉波整流器中点连 接，能够有效保持每个功率单元中点电位的平衡，从 而降低了控制的难度。输出电压电平数的增加，可以 降低输出 THD 和 dtdv ，使逆变器功率器件的开关 频率可以进一步降低，从而减小开关损耗，提高

9、系统 效率，同时减小输出滤波电感的体积和重量，降低滤 波器的成本。 3控制原理 消谐波 SPWM 可以直接用于二极管箝位型、电 容箝位型多电平电路，也适用于其他类型的多电平结 构，载波相移 SPWM 一般用在级联 H 桥型、电容箝 位型多电平电路15。本文针对图 1 的拓扑结构，采用 消谐波SPWM和载波相移SPWM相结合的调制方法， 能够较好地应用在二极管箝位五电平级联 H 桥电路 中。 图 2 是本文采用的载波调制原理图，其中图 2(a) 是 a 相二极管箝位功率单元级联结构图，图 2(b)是载 波调制方法原理图，以 a 相为例进行说明。图 2(a)中， 二极管箝位五电平 H 桥功率单元

10、1 和 4 级联构成 a 相 输出，假设图 2(a)中功率单元 1 的两个三电平桥臂自 左而右分别为桥臂 1 和 2，功率单元 4 的两个三电平 桥臂自左而右分别为桥臂 3 和 4，对应图 2(b)中，载 波 1c u 、 2c u 和 3c u 、 4c u 分别为桥臂 1 和 2 使用的载 波，载波 5c u 、 6c u 和 7c u 、 8c u 分别为桥臂 3 和 4 使 用的载波， a u 为 a 相正弦参考波。载波 1c u 、 2c u 和 3c u 、 4c u ， 5c u 、 6c u 和 7c u 、 8c u 为幅值、相位完全 一样但位置不同的三角载波，对应功率单元中

11、的每个 桥臂，采用的是消谐波 SPWM 方法，桥臂 1、2、3、 4 之间是载波相移 SPWM 方法，假设桥臂 1 的载波相 位为 0 ，则桥臂 2 的载波相位为 180 ，桥臂 3 的载 波相位为 90 ，桥臂 4 的载波相位为 270 ，因此图 2 所示的载波调制方法是消谐波 SPWM 和载波相移 SPWM 的结合。以功率单元 1 为例说明，桥臂 1 的四 个功率器件，Q1 和 Q3 的驱动互补，Q2 和 Q4 的驱动 互补， a u 与载波 1c u 进行比较作为 Q1 的驱动信号， 当 1ca uu 时驱动为正，否则为负，同样 a u 与 2c u 比 较作为 Q2 的驱动信号；桥臂

12、2 的四个功率器件，Q5 和 Q7 的驱动互补，Q6 和 Q8 的驱动互补， a u 与载波 3c u 进行比较作为 Q8 的驱动信号， 当 3ca uu 时驱动 为正，否则为负，同样 a u 与 4c u 比较作为 Q7 的驱动 信号。同样道理可以得到功率单元 4 的驱动波形。分 别以三相正弦波作为调制波，即可得到三相二极管级 联逆变器所有功率器件的驱动波形。 采用图 2 所示的载波调制方法，能够结合消谐波 SPWM 和载波相移 SPWM 两种方法的优势，前者输 出谐波特性较好， 后者容易保持各桥臂间的功率平衡。 同时采用这种方法能使逆变器在输出九电平的情况下 等效载波频率加倍，可以降低器件

13、的开关频率，减小 开关损耗，提高逆变器效率，降低输出滤波器的体积 和重量16。 中国电工技术学会电力电子学会第十一届学术年会 A 1 0 N 2 0 1Q 2Q 3Q 4Q 5Q 6Q 7Q 8Q (a)三电平功率单元级联结构 t u a u 1c u 3c u 0 a u 5c u 7c u 0 t 2c u 4c u 5c u 8c u (b)载波调制方法 图 2 载波调制原理图 4实验结果 根据系统原理和仿真结果构建了实验系统。实验 参数如下：移相变压器变比为 3:1:1 ，直流侧电容 为两个 6800F 电解电容串联，逆变器功率模块采用 三 菱 公 司IPM模 块 ， 控 制 器 采

14、用 TMS320F2407+FPGA， 负载参数与仿真相同， L=3mH， C=50F，R=50；输出电压频率为 50Hz，开关频率 为 3KHz。由于受实验条件限制，实验中直流侧电压 相对较低，将在随后的研究中进一步提高电压等级。 以下是部分实验结果。图 3 是输入侧电压电流和 直流侧电压波形，其中 ia u (Ch1- 示波器通道 1)和 ia i (Ch3)分别是移相变压器输入侧 a 相电压和电流波 形， dc u 是直流侧电压(Ch2)波形。从图中可以看到， 电流波形接近正弦波，和输入电压的相位基本一致， 可见通过移相变压器和 12 脉波整流器， 能够明显改善 输入侧的电流波形质量，提

15、高输入功率因数，降低发 电机的谐波损耗， 通过 12 脉波整流器得到的直流侧电 压较为平稳，能够满足逆变器的需要。 ia u ia i dc u 横轴： 时间(10ms/格)， 纵轴： Ch1(250V/格)、 Ch2(100V/ 格)、Ch3(10A/格) 图 3 输入侧电压电流和直流侧电压波形 图 4 是 a 相输出电压和电流波形，其中 oan u 是相 电压波形(Ch1)， oa i 是电流波形(Ch2)。从图中可以看 到，输出相电压波形为 9 电平，电流波形经过电感滤 波后， 波形质量也比较高， 对应的谐波成份也比较少。 oan u oa i 图 4 输出相电压和电流波形 横轴： 时间

16、(10ms/格)， 纵轴： Ch1(200V/格)、 Ch2(10A/ 格) 5结论 本文采用的二极管箝位五电平 H 桥级联拓扑，结 合了两种多电平拓扑的优势，使输出电压在常规二极 中国电工技术学会电力电子学会第十一届学术年会 管箝位三电平电路的基础上有了较大提高，相对于常 用的单相级联 H 桥结构，需要较少的独立直流源，结 合 12 脉波整流电路， 能够方便地应用在直接驱动型风 电系统中，而多相永磁同步发电机目前的应用也逐渐 增多，可以提供所需的多路独立直流电源。采用消谐 波SPWM和载波相移SPWM相结合的载波调制方法， 通过多路相位不同的三角载波与调制波比较，产生功 率器件需要的驱动脉冲，控制简单，实现方便，基于 DSP+FPGA 的脉冲发生电路，使多路驱动的产生变得 简单。 仿真和实验结果表明， 把消谐波 SPWM 和载波 相移 SPWM 相结合的控制方法应用于二极管箝位五 电平级联 H 桥拓扑中，能够进一步提高输出功率和电 压等级，提高等效载波频率，降低器件的开关损耗和 输出滤波器的体积，为