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1、论文成果朱海滨，王平，高范强，李耀华. 低压大功率有源电力滤波器的控制策略研究J.电力电子技术.2013 47(6).摘要：讨论了一种大功率有源电力滤波器(APF),系统采用H桥构建了一个三相三线电压型变换器拓扑结构。为达到理想的谐波补偿、无功补偿和不平衡负载控制效果，3个单相H桥构建的三相电路使用三角形连接的模式。适合在大功率APF场合使用。提出了一种指令电流复合控制策略，以达到对检测出的谐波电流的快速跟踪和无功电流补偿的目的。基于理论分析和仿真，在一台大功率APF装置上进行实验，验证了所提控制策略的有效性和该装置的谐波和无功补偿能力。通过定性分析。设计容量为300 kVA的无功谐波补偿装置
2、，仿真和实验参数：电网电压400 V50 Hz，滤波电感350uH，直流侧电容8 250 pF，直流电压750 V，有功负载电阻1.5，无功负载电感128 mH，晶闸管不控整流桥直流侧电阻、电感分别为08，500uH。在平衡的无功负载情况下，无功补偿电流峰值达到600 A。电网的功率因数从补偿前0.050.06提高到补偿后的0.99l，系统补偿效果理想；角接的拓扑结构具有理想的不平衡补偿性能，该系统能很好地解决不平衡负载造成的电网电流不均衡问题，将电网电流不平衡度由补偿前的22.3降低到补偿后的2.4；同时系统具有理想的谐波补偿能力；实验中采用晶闸管整流桥带阻感负载作为谐波源，谐波电流峰值达到
3、350 A。将电网电流THD由补偿前的29.133.4降至3.44.1，谐波补偿效果较理想。本文涉及一种三角形连接的电力滤波器（APF），主拓扑如图1所示。系统设计容量300kVA在感性负载条件下，电网功率因数由补偿前0.050.06提高到补偿后的0.99l；电网电流不平衡度由补偿前的22.3降低到补偿后的2.4；电网电流谐波失真（THD）由补偿前的29.133.4降至3.44.1。谈龙成，陈永刚，常国洁，王 平. 有源电力滤波器的电流控制新方法J. 电网技术. 2006 30（21）.摘要：基于最优电压空间矢量原理，提出了适用于并联型有源电力滤波器的双滞环电流控制新方法，达到了减少高次谐波分
4、量、加快响应速度的目的。利用具有较大带宽的迟滞比较器采用“尝试.错误校正保持”的方法确定了参考电压空间矢量区域，通过引入电压空间矢量提高了直流侧电压利用率，降低了开关频率，改善了有源滤波器性能。仿真实验验证了该方法的可行性和有效性。本文利用MatlabSimulink中的电力系统模块对三相APF系统进行了建模与仿真分析，其主电路见图l。APF的控制系统采用前馈控制技术，仅检测负荷电流中的谐波分量。设系统阻抗很小；电源线电压为380V；非线性负载为三相不可控整流桥，其负载电感L=0.1274H，负载电阻R=30；平波电感Lt=1.7mH：直流侧电压Ud=700V；注入电感Ln=5mH；内环和外环
5、半径约为系统电流峰值的2和5。三相APF系统的仿真波形见图5。由图5(a)可知，补偿后的电流由方波变为正弦波。图5(b)可知，实际补偿电流能很好地跟踪指令电流的变化。补偿前后负载电流的谐波分析见图6。由图6可知，谐波总畸变率由补偿前的25.55下降到补偿后的O. 79，基本消除了系统中的谐波电流。本文涉及一种并联型有源电力滤波器（APF），朱海滨，李耀华，赵晓英，王平. 双环控制策略的并联有源电力滤波器研究J. 电力电子技术. 2006 40(2).摘要：讨论了一种并联有源电力滤波控制器，建立了一种基于两相同步旋转的d，q坐标系控制方法。分析了主电路数学模型和双环控制策略，并在此基础上，将广泛
6、使用的双闭环控制器工程化设计方法用于有源滤波器。实验结果证明了该控制方法对滤波器系统的正确性和有效性。如图1所示，谐波源为带阻性负载的三相不控整流电路。，设计了功率为5kVA的SAPF实验装置。主功率器件的开关频率设定为10kHz。电容取值为1800灿F，母线设定为800V，负载线电压有效值为380V。由实验图读出负载电流约为20A、电压540V、总负载功率10kW。电网侧电压380V、50Hz，补偿前后电网电流的谐波失真从239下降到38%。谈龙成,李耀华,刘丛伟,王 平,张彦民,王 武. 三相电流型PWM 整流器的功率因数控制方法J. 电工技术学报. 2010 25(2).摘要 由于三相电
7、流型PWM 整流器需要在交流侧加入LC 滤波电路，如果不加入任何功率因数控制，电源电流将超前电源电压。为了有效地控制系统的功率因数，本文提出了一种简单可靠的功率因数控制方法。该方法只需检测网侧电源电压和电源电流，不需要其他任何系统参数，因此具有很高的可靠性。不同于以往的基于静止三相abc 坐标系的控制方法, 本文将控制算法建立在以电源电压矢量定向的dq 同步旋转坐标系上，这使得整个控制系统的实现更加简单。本文提出的功率因数控制算法能够自动调节系统，使其运行在可以达到的最大功率因数运行点。对比分析了采用和未采用功率因数控制时在不同直流侧电流下系统的功率因数特性，证明了该控制能有效提高系统的单位功
8、率因数运行范围。通过仿真并进一步在一台5kVA 样机上进行的试验，证明了该方法的有效性和可行性。本文提出的功率因数控制原理如图4 所示，整个控制系统由两个控制环组成。在功率因数控制环中将由式（4）计算得到的Isr 作为一个反馈量与给定值Isrr（通常定为0）比较，通过PI 控制器调节得到调制矢量M的交轴分量Mq控制Is的无功分量Isr使之降至最低或消失，从而尽可能地达到单位功率因数运行。在直流侧电流Idc 的控制环中，将实际反馈电流值Idc 与给定值Idcr 比较，通过PI 调节器输出调制矢量M的直轴分量Md，从而直接控制Idc 的大小。本文涉及一种三相PWM整流器（电流型），负载为感性，容量
9、5kVA。如果不加功率因数控制或者超前电容补偿能量不够，那么电网电网电压与电流存在相位差（如图18），加入功率因数控制后电网电压和电流基本同相位（如图15）。Zixin Li, Fangqiang Gao, Fei Xu. Power Module Capacitor Voltage Balancing Method for a 350kV/1000MW Modular Multilevel Converter.IEEE Transactions on Power Electronics. 2016 31(6).AbstractThis letter focuses on the power
10、module (PM) capacitor voltage balancing of a 350kV/1000MW modular multilevel converter (MMC). For this MMC, the current flowing through the IGBTs will exceed the nominal current of the adopted commercial high-voltage (3.3 kV or higher) IGBT products, i.e., 1500 A. As for the PM voltage balancing of
11、this MMC, the switching frequency must be kept low to reduce the losses and the accurate calculation of the PM switching frequency is of great importance to the design of the cooling system. This letter presented a low-switching frequencyPM balancing method by introducing the balancing adjusting num
12、ber (BAN). The PM switching frequency calculation method is also presented with different BANs. Computer simulation and the real time control hardware in the loop test results based on RT-LAB show the effectiveness of the proposed PM balancing method and the accuracy of the switching frequency calcu
13、lation method under the rated power.Fig.1 The circuit topology of the studied MMC in this letter.To further prove the effectiveness of the proposed method, real-time HIL test is also carried out based on the real control hardware for this project and the real-time digital simulation RT-LAB platform
14、from Opal-RT Technologies. Real-time simulation of the ac grid system is carried out by the OP5600 platform and the calculations of MMC circuits are implemented in the OP7000 platform using multiple FPGAs. The simulation step is 50 s. Besides, the real control hardware is based onthe prototype devel
15、oped for the MMC of the back-to-back VSC-HV dc interconnecting project. The experimental setup is shown in Fig. 6. The MMC1 in Fig. 1 with constant dc voltage source of 700 kV and absorbing active power of 1000 MW from the ac side is tested in the HIL experiment. The control and circuit parameters a
16、re all the same as those in the computer simulation. The current control and modulation strategies are implemented by the microcontrollers in the control hardware. The PM voltage sorting algorithms are carried out by the FPGAs using the method in 13 and 14.本文涉及350kV、1000MV的模块化多电平变流器。高范强，朱海滨，李子欣，楚遵方，王平，李耀华. 三相角型AP F补偿电流参考值计算方法J. 电网技术. 2014 38(10).摘要：
