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1、分类号 U D C 密级 编号 北京邮电大学 博士后研究工作报告 相干光通信技术的研究 本与坚 于了 工作完成日期2 0 0 7 年1 0 月一2 0 0 9 年1 1 月 报告提交同期2 0 0 9 年1 1 月 北京邮电大学( 北京) 2 0 0 9 年1 1 月 ，f 博士后姓名 合作导师 李岩 林金桐教授 流动站( 一级学科) 名称电子科学技术 专业( 二级学科) 名称电磁场与微波技术 研究工作起始时间2 0 0 7 年1 0 月 研究工作期满时间2 0 0 9 年1 1 月 北京邮电大学人事部( 北京) 2 0 0 9 年1 1 月 r 卜 I 一 l 摘要 摘要 近年来，随着用户对
2、高速数据、图像和宽带流媒体等业务需求的不 断增长，光纤通信的发展方向已成为在无信号再生基础上实现更高速率 和更长距离传输。随着半导体激光器和光电器件性能的高速发展，尤其 是高速信号处理技术的发展，具有高谱效率和高灵敏度优势的相干光通 信技术越来越引起人们关注。 本文主要研究相干光通信系统的原理、实现及其应用。完成了相干 光通信理论分析和性能仿真；研究了相干光通信系统的关键技术，实现 了高灵敏度和高谱效率的相干接收实验。主要研究内容如下： 介绍了相干光通信的研究背景及优势，总结了相干光通信的国内外研 究概况，对比了已报道的大部分相干通信系统及其实现方式。对比了 相干通信系统中的单元技术并对其优缺
3、点进行分析。介绍了相干接收 的基本原理，从理论上分析了相干接收机的各种噪声，仿真分析了相 干光系统中多种二进制码型在不同接收方式下的性能特点。 完成相干光通信系统设计。研究了相干光通信系统中的关键单元技 术，包括：1 、高稳定性低噪声的相干光源技术。完成窄线宽相干光 源的选型及其驱动电路设计，实现了线宽为2 6 M H z ，频率漂移小于 5 0 M H z ，输出功率大于1 3 d B m 的相干光源输出；2 、码型调制技术。 研究了基于单个L i N b 0 3 调制器实现多种调制码型的产生技术；研制 出了调制速率1 0 G b s ，具有偏置和增益自动控制功能的光发射机。3 、 本振和信
4、号光相位匹配技术。4 、本振与信号光偏振匹配技术。提出 并在D S P 中实现一种在线式自适应偏振控制算法，最慢响应速度 盯；，接收机很难达到这 个散粒噪声量子极限，其信噪比公式为热噪声极限： S N R 。土墨蔓 ( 2 - 6 ) 4 k B i ? F ，N 研究证明实现相同信噪比的热噪声极限灵敏度要比散粒噪声极限灵 敏度低约2 0 d B 。通常需要在接收机前使用光放大器提高信号功率，当放 大器增益足够大时，实现盯； ( 2 q R A f ) 时，散粒噪声和相对强度噪声占主导地位，信噪比公 式简化为： S N R ： 三堕 幻+ 2 R P L D ( R I U ) N “ f ，
5、4 吼 此时提高会加大相对强度噪声，降低信噪比。 图4 2 的仿真曲线为平衡接收条件下获得，由于平衡接收机能有效消 除相对强度噪声，当足够高时，可达到接收机的散粒噪声极限。在实 验中，本振光功率的选择受光电探测器的最大接收功率限制，过高的本 振光功率会损坏光电探测器件。 第p q 章相十接收实验研究 4 1 2 2 平衡接收机响应度失配影响 平衡接收机的两分路产生的光电流+ 和一分别为： 1， ，+ ； R ( B + 最D ) + R B 置Dc o s ( f + 蝣)，。 二 一。D ) 1r ，一= 丢尺2 ( B + 最o ) 一R 2 只咒Dc o s ( o J w t + 纰)
6、，一、 二 H 。，J 其中墨和尺：分别为两路光电探测器的响应度，最终输出电流为J ，+ 和 J 一之差，当R = 尺z 时，上下两路直流分量相等，被完全抵消，从而消除与 直流分量有关的本振激光器的相对强度噪声( R I N ) 影响。当局一R 2 时，存 在的残留直流分量使相对强度噪声的影响依然存在。 零差接收机直接解调出基带信号，无法通过滤波方式滤除直流分量， 因此要求平衡接收机两P I N 管的响应度失配很小。在外差接收机中，可 利用带通滤波器滤出中频信号滤除直流分量，从而消除平衡接收机响应 度失配影响，基于中频带通滤波器的外差包络检波响应度失配影响曲线 示于图4 3 中，失配因子a 定
7、义为a - - a b s ( R 1 - R 2 ) ( R 1 + R 2 ) ，反映了R 1 和R 2 的差异程度，a 越大失配越严重。从图中看出当a 从O 增加到0 8 时，Q 值变化很小。 O OO 20 40 60 8 M i s m a t c h i n gF a c t o r 图4 3 平衡接收机响应度失配影响 4 1 2 3 耦合器分光比 本振和信号光输入3 d B ，2 x 2 耦合器实现光混频，典型2 x 2 耦合器 的传输矩阵为： 褂口( 雾扯j 、f c c 咄) ( E , i 1 ) 睁8 ， 第四章相干接收实验研究 其中a 为插入损耗，c 为耦合系数，当c
8、= 0 5 时，即3 d B 耦合时，混 频效率最高。由于制作工艺限制，耦合比为1 1 的严格3 d B 耦合器很难 实现，因此，需研究耦合器分光比对接收机性能的影响。图4 4 给出了接 收机灵敏度随耦合系数C 的变化曲线，从图中看出，当c = 0 5 时，接收机 的灵敏度最高，随着C 的增大或减小，混频效率降低，功率代价增大。 注意到C 值接近O 5 周围曲线比较平缓，说明耦合器分光比的微小失配导 致的功率代价非常小，是可以忍受的。目前商业可得的分光比优于 O 4 9 o 5 1 的3 d B 耦合器就能满足我们的需求。 0 10 20 30 40 50 60 70 80 9 c o u p
9、 l i n gc o e f f i c i e n t 图4 4 接收机灵敏度随耦合系数c 变化曲线 4 1 2 4 自混频包络检波中的电信号延时 包含数据的中频载波分量为： V 一2 尺G B 最DC O S ( ( O I F t + 缸O ) ) 4 9 、 其中G 为低噪声放大器的增益，姑( f ) 为相位噪声项。经时延差为z 的 自混频包络检波再滤波后，输出信号为： 1 吩z X - - R 2 G 2 p s p L 。s ( ”纰p ) ) 0 、 式中虹 ) 2 绯( f + f ) 一纰O ) ，从式中看出，时延差不仅能降低接收 灵敏度，还影响接收机的相位噪声容限。 首先
10、仿真不考虑相位噪声的理想情况下的误码率随延时差变化曲线 如图4 5 所示，误码率以中频周期为周期震荡增大。当延时刚好为半个中 频周期时，两路信号正交，误码率为1 。而当延时为奇数周期时，两路信 号反相，输出的为反码，误码率降低，上述现象已在实验中验证。这种 6 0 剐 娩 弘 - - 一t_E口一西母rx岩一岩cmIo，I，o山 第阴章相十接收实验研究 现象降低了相干接收对延时的要求，当延时不严格为零时，也能获得较 低的误码率。图4 5 中的插图分别表示实验中获得的延时为0 和延时为一 个中频周期的眼图。 o 2- 0 10 00 10 2 T i m eD e l a y n s ) 黟蘧莎
11、礴 嫠蠓瞪 正码 澎j ：；? 一? ：乡： ? ，= 墨、名父 一1 _ i ：。? j 、口口。一? ! 反码 图4 5 输入电混频器两路电信号延时影响 实际上，当z 为中频周期的整数倍时，相位噪声容限降低，图4 6 描述了时延差分别为O 和一个中频周期时，激光器线宽展宽导致的灵敏 度降低情况。由于严格的延时O 延时很难实现，实验中在混频器其中一 路前加一移相器精确调整输入混频器两路信号的延时。 02 0 0 4 0 06 0 0 8 0 0 1 0 0 0 L i n e w i d t ho rF r e q u e n c yD e p a r t u r e 图4 - 6 自混频两
12、臂时延差导致的相位噪声容限降低 图4 - 6 给出自混频两臂不同时延差条件下的线宽功率代价和频率偏 移功率代价曲线。从图中看出，包络检波的两臂不平衡，会导致频率波 动和线宽容限降低，两臂不平衡时，频率波动的容限降低比线宽容限降 ，34567890，2345678n作恨候旧停怔亿引 I_c口西。iIoo山一，ac一正山 2 4 6 8 O 2 4 6 8 O 2 瑚 趣 宅搴 氆 瑚 筝 街 搴 瑚 啪 枷 扫I至co10o乱 第网章相十接收实验研究 低的程度大。相位噪声较小时，激光器线宽展宽的影响的影响大于频率 波动的影响。 4 1 2 5 低噪声放大器噪声系数 低噪声放大器的特性是影响灵敏度
13、的关键因素，其参数确定对系统 性能产生决定性影响。噪声系数的降低对灵敏度提高呈线性关系，但噪 声系数低于2 d B 时的设计难度非常大。提高L N A 的增益不会改善系统的 信噪比，其作用是提高输出信号的幅度以达到后级判决电路的输入范围， 因此在低噪声放大器的设计中，应优先降低噪声系数，在低噪声系数基 础上尽量加大增益。另外，应尽量使用一级放大器，避免放大器级联导 致噪声累加。 - 2 8 E 口D 3 0 口 a 击3 2 警3 4 。历- 3 6 C o 竺3 8 o 壹4 0 4 1 3 实验结果 0 24681 0 L N AN o i s eF i g u r e ( d B ) 图
14、4 7L N A 噪声的影响 4 1 3 1 平衡接收机 相干接收的最核心器件是平衡接收机，这里首先介绍实验中采用的 平衡接收机。我们在实验中共使用了两种平衡接收机，分别是D i s c o v e r y S e m i c o n d u c t o r s 公司的D S C 7 2 0 和U 2 t 公司的B P D V 2 1 2 0 R 。 B P D V 2 1 2 0 R 的照片和原理图如图4 8 所示。图4 9 给出其频率响应 曲线和脉冲响应曲线。每一路的最大平均输入功率为1 3 d B m ，两P D 的 最大峰值输出电压分别为1 5 V 和1 5 V 。工作波长1 4 8
15、0 。1 6 2 0 n m ，响应度 典型值0 6 ，最小值0 5 ，响应度不平衡度典型值1 5 ，最大4 5 ，偏振 相关损耗典型值0 4 d B ，最大值0 8 d B ；光回波损耗2 7 d B ；3 d B 带宽典型 值3 7 G H z ，最大值4 2 G H z ，输出反射系数典型值5 d B ，最大值为3 d B ； 第四章相十接收实验研究 2 5 。C 时暗电流典型值5 n A ，最大2 0 0 n A ；共模抑制比1 5 d B 。 V p 。 蕊0 f P c l 甑0 V 2 1 2 0 R 的照片和原理图 F 喇n 斜( C d 1 z I l i m ef J 图4
16、 9 频率响应曲线和脉冲响应曲线 D S C 7 2 0 的频率响应和共模抑制比曲线由图4 1 0 给出，每一路的最 大平均输入功率为1 3 d B m ，工作波长8 0 0 1 6 5 0 n m ，响应度典型值0 6 5 ， 最小值O 6 0 ，偏振相关损耗典型值0 0 5 d B ；光回波损耗2 7 d B ；3 d B 带宽 典型值2 0 G H z ，最小值1 6 G H z ，2 5 。C 时暗电流典型值1 0 n A ，最大 1 0 0 n A ；共模抑制比3 0 d B 。 喜3 。 量： 盏三 一翻o d e A一饼o d e BC M R R ( N o n I n v )
