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1、音频功率放大器方案论证1、 设计方案 D 类音频功放具有高效、节能、小型化的优点，广泛应用于便携式产品、家庭AV 设备及汽车音响等多个领域。本文设计的D 类音频功率放大器主要基于以下三个方面考虑：保证高保真度、提高效率和减小体积。文章设计了一款工作于5V 电源电压并采用PWM 来实现的D 类音频功率放大器，整个系统包含了输入放大级、误差放大器、比较器、内部振荡电路、驱动电路、全桥开关电路及基准电路。通过引入反馈技术来减小系统的THD 指数，采用双路反宽调制方案不仅抑制了D 类音频功率放大器的静态功耗，而且达到了去除D 类音频功率放大器输出端低通滤波器的目的，减小了系统的体积。1. D 类音频功
2、放的系统设计 本文所设计的D 类音频功率放大器的整体系统实现框图如图1 所示。该放大器结构是基于双边自然采样技术方案实现的，在任一时刻输出所包含的信息量都是单边采样方案的两倍，通过双边自然采样还可以把输出音频信号中大量的失真成分移除到人耳所能感应到的音频带宽范围之外，达到去除D 类音频功率放大器输出端低通滤波器的目的。系统由高效率功率放大、信号变换电路、过流保护及功率测量4个主要模块组成。其中最核心的高效率功率放大器又由前置放大、三角波产生电路、比较器电路、驱动电路、H桥互补对称放大5部分构成。输入音频信号经过前置放大电路进行放大调理后，分上下部与两路三角波信号进行比较，得到两路相互对应的PW
3、M波；即对音频信号进行脉宽调制，而后经驱动电路增加其信号的驱动能力，再给入H桥模块，利用占空比的变化控制功率开关管的导通与截止，实现功率放大，之后再对负载上的输出进行低通滤波滤出原音频信号。在负载上将信号给入信号变化电路，将双端信号转化为单端信号，经一截止频率为20 kHz的RC滤波器后接测试仪表测试。同时在此处将单端信号真有效值检波，经AD采样后送入单片机内进行功率计算及显示。系统还有过流保护功能，0.1采样电阻与负载串联，采出流过负载的电流值，经放大比较后，用继电器控制功率放大部分的供电，从而实现保护作用。系统最大不失真输出功率大于等于1 W,可实现电压放大倍数120连续可调，因采用D类放
4、大方案，可达到较高的效率，输出噪声很小，功率显示误差很小。图1 系统整体框图 图1.1 D 类音频功率放大器结构 系统采用单电源供电，脉冲信号out1和out2的高低电平分别为VDD 和GND,输入放大级由运算放大器OTA 的闭环结构实现，误差放大器则由运算放大器OTA 与电容Cs 构成。系统工作时，音频输入信号Vin 首先经过输入放大级后输出两路差分信号，再与反馈信号求和送到误差放大器中产生误差信号VE1、VE2,对三角波载波信号VT 进行调制，输出两路脉冲信号out1和out2以驱动扬声器发声。系统包含两个反馈环路，第一个由R1、Rf1 和OTA 组成，用来设置输入放大级和整个D 类音频功
5、率放大器的增益，第二个由R2、Rf2 和后端音频信号处理电路组成，用来减小系统的THD 指数。 在图1 中，对电容Cs 充放电的电流I1、I2 由Vout1、Vout2、Vin、R1、Rf1、R2 和Rf2 共同决定，其中电阻和电容必须具有良好的线性度和匹配性，以获得良好的闭环性能。开环D 类音频功率放大器的模型如图2 所示。图2 开环D 类音频功率放大器模型此时系统输出为：开环系统的总谐波失真为：式（2）中的Vin 为放大器的输入信号，Vn 为引入的谐波失真，Hf 为传递函数。 具有反馈环路的D 类音频功率放大器的模型如图3 所示。图3 闭环D 类音频功率放大器模型此时系统的输出为： 其中H
6、fb 为闭环模型的传递函数，G 为反馈增益。为了得到相等的放大倍数，设计传递函数为：则式（3）变为：闭坏系统的总谐波失真为： 比较式（2）和式（6）可以看出，具有反馈环路闭环系统THD 为开环系统THD 的1/（1+HfbG），即通过反馈结构减小了系统的THD。2 单元电路设计实现 系统单元电路主要包括：输入放大级、误差放大器、比较器、驱动电路、全桥开关电路、内部振荡电路，短路保护电路和基准电路以及功率测量及显示电路。 2.1 输入放大级 D 类音频功率放大器的输入放大级是基于运算放大器（OTA）的闭环结构来实现的，其结构如图4所示，用来根据需要对输入的音频信号作电平调整和信号放大处理，使输入
7、信号在幅度方面能满足后级电路的要求，输入放大级的增益可以通过设置Rf1和R1 的阻值来决定。前置放大电路采用高效率、轨对轨、低噪声运放芯片OPA350构成同相宽带放大电路。信号输入端串联电容达到隔直耦合作用。同时因单电源供电，在运放同向端给2.5V偏置。设置反馈电阻为电位器，可动态改变放大器的增益120倍增益连续可调。 图4 输入放大级电路结构 2.2 比较器双路比较器电路采用低功耗、可单电源工作的双路比较器芯片LM393构成。此处为提高系统效率，减少后级H桥中CMOS管不必要的开合，用两路偏置不同的三角波分别与音频信号的上半部和下半部进行比较，产生两路相互对应的PWM波信号给后级驱动电路进行
8、处理。此处值得注意的是将上半部比较处理为音频信号接比较器的负向端、三角波信号接正向端；下半部比较则相反，这样形成相互对应，在音频信号的半部形成相应PWM波时，另半部为低电平，可保征后级H桥中的CMOS管没有不必要的开合，以减少系统功率损耗。利用电位器将上半部比较三角波偏置调至3 V,下半部比较三角波偏置调至2 V.还需注意，三角波信号应比需比较范围内的音频信号幅度稍大一些，且偏置调节要较准确，以防音频信号某些点比较不到，后续滤波还原原信号时产生失真。本文所采用的比较器电路如图5 所示，比较器电路由三级构成，即输入预放大级、判断级（或正反馈级）和输出数字整形缓冲级。预放大级采用有源负载的差分放大
9、器来实现，其放大倍数不用很大，用来进行输入信号的放大，以提高比较器的敏感度，并把比较器的输入信号与来自正反馈级的开关噪声隔离开；判断级用来将预放大级的信号进一步放大，为比较器的核心部分，电路中通过把m8 与m9 的栅极交叉互连实现正反馈，以具备能够分辨非常小的信号的能力，并提高此级电路的增益；输出缓冲级是一个自偏置的差分放大器，它的输入是一对差分信号，用来把判断级的输出信号转化成逻辑电平（0V 或5V），即输出高电平VOH=VDD,输出低电平VOL=GND。图5 比较器电路图 2.3 内部振荡电路 本文采用的三角波产生电路结构如图6 所示，其中m5、m6 和m7、m8 构成了两组恒流源，m9m
10、13 和Q1 构成了输出级。在电路中，采用将输出信号VT 分别反馈到比较器comp1 和comp2,与参考电平VREF1 和VREF2图6 三角波产生电路2.4 全桥开关电路 输出级采用N、P 型功率开关对管组成的全桥开关电路实现，其结构及负载电流流向如图7 所示。图7 全桥电路结构及负载电流示意图 全桥开关电路工作在开关模式，随着输入信号的改变，m1m4 的状态随之转换，始终只有对角一对功率开关管导通，另一对截止。 2.5 驱动电路 驱动电路结构如图8 所示，该电路能有效调节死区时间（N 型、P 型功率开关管同时关断），防止单臂shoot- through现象，并有保护关断功能。输入信号为比
11、较器输出的PWM 脉冲信号，PWM1用来驱动N 型功率开关管，PWM2 用来驱动P 型功率开关管。为了避免全桥开关电路中的单臂shoot- through现象，当PWM 信号从低电平变为高电平时，PWM2 应首先变为高电平， 关断PMOS 功率开关管，随后PWM1 再变为高电平，开启NMOS 功率开关管，如图9 所示；反之，当PWM 信号从高变为低时，PWM1 先变为低电平，关断NMOS 开关功率管，随后PWM2 再变为低电平，开启PMOS 开关功率管。实际电路中，可以根据需要通过控制延迟单元的控制位Tc 来调整死区时间的长短。为减小失真，必须减小死区时间，该驱动电路采用了逐级增加驱动能力的方
12、式来驱动功率管，从而减小了必要的死区时间，保证了低失真度。 图8 驱动电路结构图9 死区时间 EN 是控制模块的使能信号，正常工作为高电平；当出现过流、过温等情况时，则变为低电平，关断全桥功率开关电路。2.6 短路保护电路短路保护电路如图10 将一0.1小电阻接入系统中，与8 负载电阻串联，通过对采样电阻两端取样电压进行放大，而后再与设定的基准电压进行比较从而控制功效部分的供断电，起到保护作用。放大部分采用芯片NE5532构成减法放大器，放大的同时可将电阻两端的双端信号变为单端信号，放大器放大倍数为：经过放大后的信号经过由D1、C1、R5组成的峰值检波部分，检出信号幅度值送至比较器与设定的基准
13、电压进行比较。比较器选用低功耗、响应速度较快的双路比较芯片LM393.比较器负端用稳压管D6及C3、R7设置为5.1V,比较器接成迟滞比较方式，一旦过流，即可自锁。此时比较器输出的高电平使三极管T1导通，继电器的地控制端与地联通，继电器吸合，切断功放部分的供电，达到保护目的。因比较器自锁，所以在解决过流问题后，关断保护模块的电源，才能重新进入保护状态。D2、D3、R6、C2组成开机延时电路，在断电后，C2通过D2快速放电，防止开始瞬间C2上的残余电压对3号脚影响，防止比较器在非正常状态下进入自锁状态，使保护模块不能发挥正常作用。图10 短路保护电路 2.7基准电路 本文所设计的带隙电压基准源结
14、构如图11 所示，主要由核心电路与启动电路两部分组成。图11 基准电路核心电路中M1M12 一起构成共源共栅电流镜来提供直流偏置，运放op1 采用两级共源共栅放大。另外，在图10 电路中引入了负反馈，保证了该偏置电路电流镜的准确性，同时与电源无关，具有很高的电源抑制比。 电路上电时偏置电路可能会出现零电流的情况，需要启动电路保证电路能够正常工作。电路不工作时，EN、Vs1 为0,Vs2、Vs3 为1,M15、M17 不通，运放输出为高，M3M6 也不通，整个电路不消耗电流。当EN 由0 变成1 时，由于C1 的作用，Vs1 保持为0,Vs2 为1,Vs3 变为0,此时M15、M17 导通，in
15、p、inn 分别被拉到0、1,运放输出变为0,M3M6 导通，M13、M14 支路开始有电流，并对C1 充电，直到Vs1 高过I2 阈值电压时，Vs2 变为0,Vs3 则变为1,M15、M17 关断。最终电路偏离零电流状态，开始正常工作，且Vs1 充至电源电压，整个启动电路不再消耗电流。2.8 功率测量及显示电路功率测量电路如图12所示 采用真有效值检波芯片AD637检出信号真有效值，再经12位串行接口、20kHz采样率AD芯片ADS1286采样后邀至FPGA内由程序进行处理，计算出功率并显示。图12 功率测量及显示电路输入缀用OPA604构成一射极跟随器已达到隔离前后级的作用。改变平均电容的值可设定平均时间常数，并决定低频准确度、输出波纹的大小和稳定时间。交流波纹分量可以用增大此电容的值来减少，但这样会使建立时间增大，所以选择用后接一个二阶有源低通滤波器的方法来减少输出的纹波。得出真有效值后直接给入ADS1286进行模数转换，再由FPGA处理，计算出系统的输出功率并进行显示。2.9 系统整体框图和全局电路图 系统的整体框图如图13所示：系统的全局电
