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1、【闲谈】反饋型并联稳压并联稳压的应用比较冷门，原因是这电路要求负载较为恒定和供应的電流量較少，故多用作前级、唱放或医療器材方面的稳压。远在1923年，并联稳压的发展已相当成熟，并已在軍事上作大量應用。一战后，因串連稳压旳出現，并联稳压便少了人采用，甚至乎几近湮没 . . .连相关的文献也很少。串連稳压的设计较容易掌握，理论上的指标也容易达到 . . . 但对于如猝发性的外来干扰、或二极管的开关噪音却往往无能为力。一组简单的分压电路便已可构成并联稳压，接地的那支电阻，只要其数值与负载相若便成。从下面线路可看到一个并联稳压的设计实例（101K 与 68K ）。但负压供应部分却只有很少的稳压功能（2
2、20K 与 150K），因分压电路的数值过大。选用齐纳管组成的电路也可构成并联稳压，但可惜只能使用齐纳管 1/4 旳功耗，以保安全。BJT、FET也如是。使用电子管作并联稳压的效果似乎最好，既可用尽管子的屏耗，也无须考虑电子管的內部散热问题，更无热散逸的状况出现。下面介绍的电路并无电压调节功能，因在设计时已对要求的电压列为条件 . . . 若须改变输出电压的话，几乎都要重新计算一次。反饋型并联稳压电路（NFB Shunt Stabiliser）通常这类设计多用 12AX7 作放大，取其有較高增益（A），再交至 12AU7 作并联稳压（输出），使电路的总跨导（gmT）可作大幅度提高，因gmT =
3、 gm（12AU7）* A（12AX7）而稳压级的输出阻抗 Ro 为Ro = 1 / gmT若gm（12AU7）= 2.2mA/VA（12AX7）= 42则Ro = 1 /（2.2 * 42）= 10.823这相当于并接了一支数值很低的电阻在高压端与地端处（交流）. . . 可见其内阻是相当低。现试用 6N1 作计算，看看结果又如何和怎样 . . . . . .V2：输出级6N1 : = 33，Ia = 8mA，ra = 7K，Pd = 2W ( 2.2W )在设计时，选用的屏流（Ia）应为手册所列出的 1/2 ，即 4mA，而屏耗（Pd）亦应在 1W 或以下。假设 HT = 350V，Io
4、= 16mA通常并联稳压的輸出級会设计在 1/4 的 Io，即Ia2 = 16mA / 4 = 4mA这一电流量正好为 6N1 的一半，可以安全使用。工作电压通常选一半，即Vak2 = 350V / 2 = 175V。随而计算屏耗是否超标Pd = 175V * 4mA = 0.7W计算阴极电阻 Rk2Rk2 = (HT Vak2) / Ia2 = (350-175)V / 4mA = 43.75K，現选Rk2 = 44K阴极电阻的功耗P_Rk2 = 4mA * 4mA * 44K *4= 2.816W ( 用 3W )（欧洲的常温为22.5，与亞洲的25稍有不同，故不能再用2.8的安全系數作計
5、算！）阴极电压Vk2 = 44K * 4mA = 176V屏阴极间电压Vak2 = 350V 176V = 174V绘图上图可见，4mA 与 174V 的相交点为 -3.7V，即Vg2 = VK2 Vg = 176V 3.7V = 172.3VV2 的实际跨导绘一垂直线与 -Vg = 0V 相交，找出该点电流 ( Ia_max )Ia_max = 6.55mA在Ia_min = 0mA 处，看到 -Vg_max = 2.5V即gm2 = Ia / Vg = 6.55mA / 2.5V = 2.62mA/VC2通常定在 1Hz 处，即阴极对地的内阻rk2 = Rk2 / ( Rk2 * gm2
6、+1 ) = 44K / ( 44K * 2.62mA/V + 1 ) = 378.4阴极旁路电容C2 = 1 / (2 * rk2 * 1Hz ) = 420.6F ( 用 470F )V1：误差信号放大级由于电路的结构，故放大部份（V1）必須为 同相，地栅式正好合适。其擁有寬頻帶、高速和低噪的优点。按常規方式选择负载Ra1 = 100K绘负载线V1 的屏阴极间电压Vak1 = Vg2 + ( -Vg1 ) = 172.3V 4.27V = 168.03V绘垂直红线与负载（蓝）线相交后可找到 V1 的偏压-Vg1 = 4.27V在该点可找到 V1 的工作屏流Ia1 = 1.778mA绘水平绿
7、线V1 的阴极电阻Rk1 = -Vg1 / Ia = 4.27V / 1.778mA = 2.4KV1 负载电阻的功耗P_Ra1 = 1.778mA * 1.778mA * 100K * 4 = 1.265W（用 2W）V1 的屏内阻ra1 = ra1 + Rk1 * ( + 1 ) = 7K + 2.4K * (33 + 1 ) = 88.6KV1 的放大量A1 = ( + 1 ) * ( Ra1 / ( Ra1 + ra1 ) = 18.0276倍V1 的实际跨导gm1 = 3.06mA / 1.65V = 1.855mA/VC1通常定在 10Hz 处，即V1 阴极对地的内阻rk1= Rk
8、1/ ( Rk1* gm1 + 1 ) = 2.4K / ( 2.4K * 1.855mA/V + 1 ) = 440.21C1 = 1 / (2 * rk1 * 10Hz ) = 36.2F（用 39F）稳压电路内阻的计算总跨导gmT = gm2 * A1 = 2.62mA/V * 18.0276 = 47.23mA/V输出级内阻Ro = 1 / gmT = 21.172降压电阻Rs = （EB HT）/ Ia_total = （398V 350V）/21.778mA = 2.2K（用 5W）预备供应与 放大电路 的相应内阻为RL = HT / Io = 350V / 16mA = 21.8
9、75K总阻抗Zo = 1 /（1 / Ro + 1 / Rs + 1 / RL）= 20.95Co 通常定在 50KHz 处，即Co = 1 / ( 2 * Zo * 50KHz ) = 151.94nF（用 0.15F）全图：C2的耐压值必須比 HT（350V）高或相同。Co 和 C1 的耐压值必須比 EB（398V）高。Co 建议加上，因可将高频干扰和二极管的开关噪音抑制。D2 防止 V2 产生电弧而损坏。D1 或可不加上，其可避免因输出端过载或短路，使漣波作大幅度上升而损坏稳压级。不过这一现象并不常见，因在短路时 RS 会首先被烧燬 . . . . . . 但在 Rs 烧燬前，管子便可能
10、已报废。这款稳压电路的工作流程如下：漣波（升） Ia1（降） Ia2（升）= Zo（降）当 Ia2 升高，便可将该段漣波作同步消耗掉，以维持输出的幅度。若输出端（电源）开路的话，V2 便要承受全部功率！故在选用 6N1 时，须留意 尽量 勿超过 4mA（特性手册中的 8mA / 2）。V2 阴极尽可能采用电阻作自偏，使电路可以作自动调节。本电路的修正速度极快，但仍比 前饋型并联稳压 稍慢了一些。由于 V2 的阴极电位颇高，故有必要将灯丝对地电位垫高 1/3 HT。若用五极管（作三极接法），则 gm 更高，可使 Zo 再作进一步降低。下图的输出功率更大，其帘栅供电是接往稳压级（Rs，470 7W）之前，为五极管提供了少量前饋，使修正的速度进一步提高。灯丝须垫高约 90V。
