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1、One Technology Way P.O. Box 9106 Norwood, MA 02062-9106, U.S.A. Tel: 781.329.4700 Fax: 781.461.3113 Rev. 0 | Page 1 of 6 AN-539应用笔记仪表放大器应用中的误差与误差预算分析作者：Eamon NashAD623VOSOUTVOUTREFERENCEVOSINRGAINIOFSINOISE+350350+VSINOISEVCM= +VS/2VNOISE350IBIASIBIAS图 1 典型仪表放大器中的误差源简介本应用笔记将介绍一种用于计算仪表放大器应用中整体误差的系统性方
2、法。首先，我们将谈谈仪表放大器中的主要误差源( 如失调电压、共模抑制比等) 。然后借助数据手册规格和具体实例，对各种仪表放大器解决方案( 如分立型与集成型、集成三运算放大器与集成两运算放大器等) 的精度进行对比。由于仪表放大器最常用于低速高精度应用，因此，我们将重点讨论直流误差，如失调电压、偏置电流和低频噪声(主要指交流电频率，为50 Hz或60 Hz的谐波)等。同时，我们也必须对恶劣、高噪声环境下由温度变化引起的误差进行评估，而仪表放大器会经常被用在这样恶劣的环境下。另需注意的是，特定误差源带来的效应因不同应用而有差别。例如，在热电偶应用中，传感器的源阻抗非常低( 即使传感器与放大器之间有一
3、条长电缆，通常也不会超过几欧姆) 。结果，与输入失调电压误差相比，偏置电流和噪声电流所导致的误差可以忽略不计。RTO与RTI在单个考察各误差源之前，有必要了解RTO和 RTI的含义。在能够工作于高于单位增益的任何器件( 如任何运算放大器或仪表放大器) 中，输出端的绝对误差会大于输入端。例如，输出端的噪声等于增益与特定输入噪声之积。因此，我们必须规定误差是折合到输入端(RTI)，还是折合到输出端(RTO)。举例来说，如果我们希望将输出失调电压折合到输入端，只需用误差除以增益即可，表示为：通过将所有误差折合到输入端( 这也是通常做法) ，可方便地对误差大小和输入信号大小进行比较。百万分率 - PP
4、M百万分率或ppm是用来标注极小误差的常用方法。PPM无量纲，因此必须为误差找到某种参照对象。在此类示例中，可将其与满量程输入信号进行比较。例如，表示为ppm的输入失调电压可通过以下等式计算：Output Of_fset Error (RTI) = VOSOUT/GainInput Of_fset Error (ppm) = (VOS/VIN FULL SCALE) 106AN-539 Rev. 0 | Page 2 of 6 表I 60 Hz、100 mV共模输入条件下AD623和INA126共模抑制比产生的输出电压增益VIN(共模) CMRR INA126 CMRR AD623 VOUT
5、INA126 VOUT AD62310 100 mV 60 Hz 83 dB 100 dB 70.7 uni03BCV 10 uni03BCV100 100 mV 60 Hz 83 dB 110 dB 707 uni03BCV 31.6 uni03BCV1000 100 mV 60 Hz 110 dB 70.7 uni03BCV 316 uni03BCV83 dB分立和集成仪表放大器的误差源图 1显示了分立和集成仪表放大器中最常见也是最主要的误差源。下面我们逐一讨论这些误差源。失调电压失调电压是放大器输入级中晶体管VBE之间不匹配导致的结果。失调电压可表示为与输入信号串联的小直流电压，如图 1
6、所示。与输入信号一样，该电压将由仪表放大器增益放大相应倍数。对于不止一个放大级的仪表放大器(如经典的三运算放大器仪表放大器)，输出级的输入晶体管同样会引起失调电压。然而，只要输出级是单位增益(此为通行做法)，仪表放大器的设定增益不会对输出失调电压误差的绝对大小造成影响。然而，在计算误差时，失调电压误差通常折合到输入端，以便基于输入信号大小对比其效应。结果即是以下等式：Total Of_fset Error (RTI) = VOS_IN+ VOS_OUT /Gain通过该等式，不难发现，输出失调电压误差将随仪表放大器设定增益的增加而降低。失调电流和偏置电流偏置电流进出于仪表放大器的输入端。这些通
7、常就是npn或 pnp晶体管的基极电流。因此，对于特定类型的仪表放大器，这些小电流有着明确的极性。当偏置电流通过源阻抗时，会产生电压误差。偏置电流乘以源阻抗结果得到一个小直流电压，与输入失调电压呈串联关系。但是，如果仪表放大器的两个输入端均以同一源阻抗为参照，则相等的偏置电流会产生一个小共模输入电压 (通常为uni03BC V信号) ， 具备相应共模抑制功能的任何器件均可较好地抑制这种电压。如果仪表放大器的反相和同相输入端的源阻抗不等，那么误差会更大，其大小为偏置电流乘以源阻抗差。另外，我们还需考虑失调电流，即两个偏置电流之差。这种差异将产生一个等于失调电流与源阻抗之积的失调误差。由于两个偏置
8、电流之一都有可能大于另一方，因此，失调电流可能为两种极性之一。共模抑制一个理想的仪表放大器将放大其反相和同相输入端之间的差分电压，而不受同时加在两个输入端的任何直流电压的影响。因而，出现在两个输入端( 图 1中的+VS/2)的任何直流电压将被仪表放大器所抑制。这种直流或共模成分存在于许多应用之中。事实上，消除这种共模成分正是仪表放大器在实际应用中的主要作用。实际上，并非所有输入共模信号都可得到抑制，有些会出现在输出端。共模抑制比是用于衡量仪表放大器共模信号抑制能力的指标。其计算公式为：为计算特定输入共模电压引起的输出误差，该公式可改写为交流和直流共模抑制直流共模抑制欠佳会在输出端造成直流失调。
9、如果说这个误差还可通过校准解决( 就如失调电压一样) ，那么交流信号共模抑制不良则是个非常棘手的问题。例如，如果输入电路被交流电中50 Hz或 60 Hz信号所干扰，那么会在输出端出现交流失调电压。这种电压的存在将导致系统分辨率下降。只有在最高信号频率远低于50 Hz或 60 Hz的应用中，才可通过滤波解决此问题。表 I显示的是输入共模干扰信号同为60 Hz、 100 mV时，AD623和INA126两种仪表放大器的输出误差电压。CMRR (dB) 20GainVVCMOUT= log( (GainVCM( (VCMRR20OUT1=logAN-539Rev. 0 | Page 3 of 6
10、FREQUENCY Hz100010010k11 10VOLTAGE NOISE nV/Hz100GAIN = 1GAIN = 10图 2 典型仪表放大器的电压噪声谱密度Gain = 1 + (100 k /RG)噪声失调电压和偏置电流最终会在输出端导致失调误差，而噪声源则会降低电路的分辨率。多数放大器中都存在两种噪声源，即电压噪声和电流噪声。正如失调电压和偏置电流一样，这些噪声源对分辨率的影响程度也因应用而异。由于电压噪声和电流噪声不具相关性( 也就是说具有随机性，相互之间不存在任何关联)，因此，计算噪声导致的总误差时不能简单地把所有噪声差误相加。用和的平方根计算噪声总误差更为准确。线性度在
11、集成仪表放大器的数据手册中，这种误差通常表示为ppm(针 对特定输入范围 )。对于以运算放大器构建的分立仪表放大器，非线性度更难计算。运算放大器数据手册通常不标注线性度。此外，即使已知某一运算放大器的线性度，也必须考虑两个或三个运算放大器之间的互相影响，才能得到总体线性度指标。在许多情况下，唯一的办法就是通过直流扫描分析来测量电路线性度。以ppm表示的线性度采用以下计算公式：增益误差集成仪表放大器的增益误差由两部分组成，即内部增益误差以及因外部增益设置电阻的公差导致的误差。尽管使用高精度外部增益电阻可防止总增益精度下降，但将成本浪费在精度远远高于仪表放大器精度的外部电阻上并无多大意义。同时，使
12、用标准值电阻时，一般很难精确获得所需增益(比如10或100)。但需指出的是，选择适当的外部增益设定电阻有助于改善电路的整体增益漂移。在此以AD623为例进行说明。其增益计算公式为：公式中的100 kuni03A9值来自两个50 kuni03A9内部电阻。这些电阻的温度系数为50 ppm/C。 通过选择温度系数同样为负的外部增益电阻，可有效改善增益漂移。集成式仪表放大器AD623与INA126的误差预算分析 图 3显示的是常见的电阻电桥应用。电桥由4 个可变电阻构成。电桥通过+5 V单电源供电。可变电阻阻值的任何变化都会产生一个差分电压( 满量程20 mV)，并加到仪表放大器的端。该差分信号的共
13、模电压为+2.5 V，由+5 V激励电压产生。图 2显示的是典型仪表放大器的电压噪声谱密度( 电流噪声谱密度图与此类似) 。在较高频率( 高于100 Hz，即所谓的1/f频率)时比较平坦，但当频率接近直流时，噪声谱密度有所增加。用噪声谱密度乘以目标带宽的平方根，即可算出折合到输入端的有效值噪声。目标带宽既可能是仪表放大器在特定增益条件下的带宽，也可能更低。例如，如果仪表放大器的输出信号经过低通滤波器，此滤波器的转折频率即目标带宽。注意，如果通过模数转换器(ADC)对仪表放大器的输出进行数字化处理，则在计算目标带宽时，还应考虑后置滤波器。在高频应用中，低频噪声往往被忽略。这种情况下，折合到输入端
14、的有效值噪声就是“ 扁平 ”噪声谱密度与带宽平方根之积。注意，算出的有效值噪声必须转换为峰峰值，方法是将有效噪声值乘以6.61。对于低频应用，数据手册通常将峰峰值限定在0.1 Hz至 10 Hz频带之内。如果在系统某处会滤除高频噪声，则它可忽略不计，只考虑0.1 Hz至 10 Hz噪声即 可。Total noise = Voltage Noise2+RSOURCECurrent Noise2Nonlinearity (ppm) = (Maximum deviation of outputvoltage from ideal/gain/full-scale input) 106AN-539 Re
15、v. 0 | Page 4 of 6AD623BVOUTREFERENCE+2.5V+5VRG1.13k0.1% TOL+10ppm/ CAD623B GAIN = 89.5 (1+100k /RG)350350350INA126PVOUTREFERENCE+2.5V+5VRG9530.1% TOL+10ppm/ CINA126P GAIN = 89 (5+80k /RG)350+5V20 mV图 3 放大电阻电桥传感器的差分电压表II 误差预算分析：AD623与INA126总误差INA126(ppm)总误差AD623(ppm)INA126P误差计算AD623B误差计算误差源绝对精度：TA=
16、+25C输入失调电压，mV 100 uni03BCV/20 mV 250 uni03BCV/20 mV 5,000 12,500输出失调电压，mV 500 uni03BCV/89.5/20 mV 不适用 279 不适用输入失调电流，nA 2 nA 350 uni03A9/20 mV 35 352 nA 350 uni03A9/20 mV105 dB 5.6 ppm CMR，dB 83 dB 71 ppm 2.5 V/20 mV 2.5 V/20 mV 700 8875600045000.5% + 0.1%0.35% + 0.1%增益总绝对误差10514 27410漂移至+85C增益漂移，ppm/C (50 + 10)ppm/C 60C (100 + 10) ppm/C 60C 3600 6600输入失调电压，mV/C 1 uni03BCV/C 60C/20 mV
