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1、13、电源转换器的种类（TYPES OF POWER CONVERTERS）3.0 各类转换器定义与原理(DEFINITIONS AND DIMENSIONING)虽然有很多作者与研究人员创造研究出很多种类的转换器电路，但是追根究底还是可归纳出三种最基本的电路出来，第一种称为“返驰式(flyback)”或者称为“buck-boost”型式，第二种称为“顺向式(forward) ”或者称为“buck”型式，第三种称为 “推挽式(push-pull)”或是称为“buck-derived”型式，在图 3-1 中，就是返驰式转换器的基本电路模型，其操作原理说明如下。在图 3-1 (a)中，当电路中的开
2、关 S 关闭时，电流就会流经电感器 L，并将能量储存于其中，由于电压极性的关系，二极体 D 是在逆向偏压状态，此时负载电阻 RL 上就没有电压输出，当开关 S打开时，如图图 3-1(b)所示，此时由于磁场的消失，电感器 L 呈逆向极性，二极体 D 为顺向偏压，环路中则有 IC 感应电流产生，因此负载 RL 上的输出电压其极性正好与输入电压相反，由于开关ON/OFF 的作用，使得电感器的电流交替地在输入与输出间，连续不断的改变其方向，不过这二者电流都是属于脉动电流形式，所以在 buck-boost 转换器电路中，当开关是在导通周期时，能量是储存于电感器里，反之，当开关是在打开(OFF)周期时，能
3、量会转移至负载上。在图 3-2 为顺向转换器基本电路型式，其操作原理说明如下，当开关 S 关闭时，电流就会顺向地流经电感器 L，此时在负载上就会有带极性的输出电压产生，如图 3-2(a)所示，由于输入电压极性的关系，二极体 D 此时是在逆向偏压状态。如图 3-2(b)所示，当开关 S 打开时，电感器 L 会改变磁场，二极体 D 则为顺向偏压状态，因此在电容器 C 中就会有电流流过，因此在负载 RL 上输出电2压的极性仍是相同的，一般我们称此二极体 D 为“自由转轮(free-wheeling)”或“飞轮(flywheel)”二极体。由于此种转换动作，使得输出电源是一种连续形式而非脉动电流形式，
4、相对的由于开关 S 在ON/OFF 之间改变，所以输入电流则为不连续形式，也就是所谓的脉动电流形式。最后在图 3-3 中则为推挽式转换器的基本电路型式，其实它是由二个顺向转换器的电路所组成，3操作于互相推挽的动作状态，开关 S1 与 S2 互相在 ON/OFF 状态间互相交换，此种电路一般也称之为 buck-derived。3.1 隔离返驰式转换器(THE ISOLATED FLYBACK CONVERTER)在图 3-1 中的返驰式转换器，其输入与输出间，并没有安全的隔离装置，一般在转换式电源供给器里常用的隔离组件是变压器(transformer)。更正确的来说，虽然在电路图中出现是变压器形
5、式，但是其动作状态却是扼流圈(choke)形式，因此我们亦可直呼为变压器-扼流圈(transformer-choke)。在图 3-4 所示的电路为隔离返驰式转换器 (isolated flyback converter)与其稳态的电路波形。电路的操作原理如下说明，当电晶体 Q1 导通时，变压器的初级绕组渐渐地会有初级电流流过，并将能量储存于其中，由于变压器- 扼流圈的输入与输出绕组，其极性是相反的，因此二极体被逆向偏压，此时没有能量转移至负载。当电晶体不导通时，由于磁场的消失导致绕组的极性反向，此时二极体 D 会被导通，输出电容器 C 会被充电，负载 RL 上有 IL 电流流过。4由于此种隔离
6、组件的动作就像是变压器与扼流圈，因此在返驰式转换器输出部分，就不需要额外的电感器了，但是在实际电路应用中，为了抑制高频的转换杂讯波尖，我们还是会在整流器与输出电容器之间加装小型的电感器。3.1.1 返驰式转换器交换电晶体(The Flyback Converter Switching Transistor)在返驰式转换器中所使用的转换电晶体，必须考虑二个因素就是电晶体在 OFF 时的峰值集极电压大小与电晶体转换成 ON 时的峰值集极电流大小。此峰值集极电压乃电晶体在转换成 OFF 状态时，所需要承受的电压大小(3-1)maxax1inCEV在此 Vin 为直流输入电压， max 为最大工作周期
7、。因此公式 3-1，就是告诉我们选择使用转换电晶体时，为了避免其受损坏，必须考虑的集极电压值大小。因此相对地工作周期就必须保持在低值范围，也就是 max0.5 将会破坏伏特秒(volt-seconds)积分作用的平衡，使得变压器趋于饱和状态，也会产生极高的集极电流波尖，而破坏了转换电晶体。虽然变压器的第三绕组与二极体的定位动作，能够限制电晶体的集极峰值电压至二倍的输入直流电压，但是有一点需留意的是，在绕制变压器时，需将第三绕组与初级绕组紧密来绕制(使用双线绕法) ，如此方可减少由漏电感产生的致命电压波尖。3.2.3 基本顺向式转换器的变化型式(Variations of the Basic F
8、orward Converter)如同在返驰式转换器的情况，由于输入电压过高，电晶体承受较大的耐压值，因此改用二个电晶体的变化型式，同理顺向式转换器亦可应用此种变化的型式，如图 3-8 电路所示，此二个电晶体开关会同时 ON 或 OFF，但是电晶体上所承受的电压不会超过 Vin 以上。顺向式转换器亦可应用于多重输出的电路中，不过在每一输出部份都需要有额外的二极体与扼11流圈。在此需注意的是飞轮二极体至少要与主要的整流二极体有一样的电流额定值，这是因为当电晶体 OFF 时，会有满电流输出，在图 3-9 的电路，就是多重输出顺向转换器(multiple-output forward convert
9、er)。3.3 推挽式转换器(THE PUSH-PULL CONVERTER)推挽式转换器(push-pull converter)乃是由二个反相位工作的顺向式转换器组合而成，在每一半周时，推挽式转换器会将功率传导至负载上，所以此种转换器更正确地来说应该称呼为推推转换器(push-push converter)，但是延用流行至今，我们还是习惯称呼为推挽式转换器。在图 3-10 中，就是基本传统的推挽式电路结构与它的电路波形图。由于它有二个转换电晶体与输出二极体，由波形中观察得知，在每一组中的平均电流都被减少至百分之五十，此大过于等效的顺向转换器。在电晶体导通期间，二极体 D1 与 D2 同时导
10、通，会将隔离变压器的次级短路，并将功率传导至输出，其动作状态就如飞轮二极体。此转换器的输出电压可导出如下(3-20)nVioutmax2在公式 3-20 中的 max 值必须低于 0.5，为了避免转换电晶体同时导通，而破坏了电晶体。假设 max 0.4，则公式 3-20 可写成12(3-21)nViout8.0在此 n 为初级对次级的圈数比。3.3.1 推挽式转换器变压器(The Push-Pull Converter Transformer)在前面我们所讨论的返驰式与顺向式转换器中，其变压器仅利用到 B-H 特性曲线一半13部份，因此铁心就较为笨大而且有空气间隙，假定在推挽式转换器的二个电晶
11、体，其导通时间相同，则变压器就会使用到 B-H 曲线的各半部，如此铁心的大小仅需返驰式或顺向式的一半即可，而且空气间隙也不需要了。变压器的体积大小可由下面公式求得(3-22)max204BIVoluegLe在此 I.magnV outT/4L 为磁化电流。在第 3 章中，将继续对以推挽式为基底的转换器有更深入的设计分析。3.3.2 推挽式转换器电晶体(The Push-Pull Converter Transistors)由于推挽式转换器的每一半部份就是属于顺向式转换器，因此在 OFF 时，每一电晶体的集极电压被限制为(3-23)inCEV2max每一电晶体的集极峰值电流为(3-24)agLC
12、InI假设 ImagIL/n，可得出(3-25)nILC我们可如 3-2-1 节所示，导出电晶体集极工作电流，以输出功率、效率与工作周期来表示之，如下：(3-26)inoutCVPImax假设转换器的效率 0.8，工作周期 max0.8，则电晶体集极工作电流为(3-27)inoutCI6.13.3.3 推挽式电路的限制(Limitations of the Push-Pull Circuit)虽然推挽式转换器提供了一些优点，如非隔离的基极驱动与较简单的驱动电路，但是它也有一些缺点，使得非线上的转换器在使用上变得较为不实际。第一个就是有关电晶体电压额定值的限制，也就是电晶体需能承受转换器二倍的输
13、入电压，再14加上由变压器的漏电感所产生的漏波尖值(leakage spike)，如图 3-11 所示。因此，若使用在输入交流电压为 230Vac 情况下，则非线上推挽式转换器的转换电晶体，其集极的耐压额定值，就必须大于 800V 了，这对高功率转换器来说，的确是一个令人伤脑筋的问题，因为要具有高电流，高电压的电晶体并不普通而且价格上也非常贵。对推挽式电路来说，图 3-11 也显示出第二个较为严重的问题，也就是变压器的铁心饱和(saturation)的问题，在今日所使用的转换式电源供给器，大都使用陶铁磁铁心(ferrite core)材料来做变压器，乃因在 20kHz 以上高频率具有低功率的损
14、失，然而不幸的是，陶铁磁铁心具有高磁化系数(high susceptibility)，会使得铁心容易产生饱和，这也是因为其低的磁通密度值 (flux density)，一般约为 3000 高斯(gauss G)。因此，只要小的直流偏压值，就会使得铁心趋于饱和状态。如此显而易见，在此情况下推挽式电路将会有什么情况发生了。当其中一个电晶体开关 ON 时，其磁通会在B-H 曲线的一个方向上移动着，当第一个电晶体 OFF，第二个电晶体 ON 时，则磁通会在 B-H 曲线的另一个相反方向移动。为了使这二个区域的磁通密度能够相等，在所有工作情况与温度下，转换电晶体的饱和与转换特性必须是一样的。如果电晶体特
15、性是不一样的，就会在 B-H 曲线的一个方向上发生“磁通摆动” ，使得铁心趋于饱和区域。铁心的饱和会使得其中一个电晶体的集极有高的电流波尖产生，如图 3-11 所示。这些过大的电流波尖在电晶体中会造成很大的功率损失，使得电晶体会有发烫现象产生，电晶体特性会变得更不平衡，铁心更容易趋于饱和状态，且产生更高的饱和电流，此种恶劣情况将连续下去，直到电晶体达到热跑脱(thermal runaway)现象，最后导致电晶体的破坏。对于此种问题有二种可能解决方法，首先我们可以增加铁心的间隙，如此会造成漏电感值的增加，而且需加装会消耗功率的箝制器，因此所花费的代价就是降低了转换式电源供给器的效率。另外我们可使
16、用对称的修正电路，经由驱动产生器来保持修正 ON-OFF 比值相等，来确使功率变压器达到平衡操作，使用此种方法就是需有额外电路，因此会增加转换器的成本与复杂性。为了减少推挽式电路的缺点，可使用半桥式(half-bridge)或全桥式(full-bridge)功率转换器，对转15换式电源供给器设计者来说，使用半桥式转换器来做设计，是较为流行的，在 3-4-1 节中有更深入的分析与讨论。3.4 推挽式转换器的变化型式(CIRCUIT VARIATIONS OF THE PUSH-PULL CONVERTER)3.4.1 半桥式转换器(The Half-Bridge Converter)如前章节所提，使用半桥式电路有二个主要理由，第一点就是它能在输入交流电压 115V 或230Vac 的工作情况下，不需使用到高压电晶体。第二点就是我们只需使用到简单的方法就能来平衡每一转换电晶体的伏特秒(volt-seconds)区间，而功率变压器不需
