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1、 LTE-WB-02D微波通信系统实验指导书 实验 微波上下变频器的原理与测量一、 实验目的1 了解微波变频模块的基本工作原理；2 利用实验模块各指标的实际测量以了解变频器件的特性；3 了解变频器件的电路构架；二、 实验原理混频器通常被用于将不同频率的信号相乘，以便实现频率的变换。这样做的原因在于，要在众多密集分布、间隔很近的相邻信道中滤出特定的射频信号需要Q值极高的滤波器。然而，如果能在通信系统中将射频信号的载波频率降低，或者说进行下变频，则上述任务就比较容易实现。图18-1是外差式接收机的电路原理框图，它也许是人们最熟悉的下变频系统。图中接收到的射频信号经过低噪声前置放大器（LNA）放大后
2、输入到混频器中，混频器实现输入射频信号fRF与本地振荡器（LO）信号fLO相乘。混频器的输出信号中含有的成分，经过低通滤波器可以滤出其中频率较低的所谓中频（IF）分量然后再进行后续处理。图18-1 采用混频器的外差式接收机混频器的两个重要组成部分是信号合成单元和信号检测单元。信号合成可以用90（或180）定向耦合器实现。信号检测单元中的非线性元件通常是采用一个二极管。以后我们也会看到，双二极管的反平行结构及四个二极管的双平衡结构也很常用。除了二极管以外，人们已经采用BJT和MESFET研制出了可以工作在X波段的低噪声、高频率混频器。在详细讨论混频器的电路设计之前，我们先简要说明混频器为何能在输
3、入端口接受两个信号并在输出端口产生多个频率分量。显然，一个线性的系统是不能实现这个任务的，我们必须采用诸如二极管、FET或BJT等非线性器件，它们可以产生丰富的谐波成分。图18-2是一个基本的系统框图，其中混频器与射频信号VRF（t）以及本振信号VLO（t）相连，本振信号也被称为泵浦信号。图18-2 混频器的基本原理：用两个输入信号频率在系统的输出端口产生新的信号频率由图可见，输入电压信号与本振信号混合后施加在具有非线性传输特性的半导体器件上，该器件可以输出电流驱动负载。二极管和BJT都具有指数型传输特性，类似于肖特基二极管方程： 式（18-1）然而，MESFET的传输特性可近似为二次曲线：
4、式（18-2）为了简化书写，我们省略了漏极电流和栅极-源极电压的下标。输入电压由射频信号VRF=VRFcos(RFt),本振信号VLO=VLO cos(LOt)以及偏置电压VQ之和表示；即： 式（18-3）此电压作用在非线性器件上所产生的电流响应可根据电压在Q点附近的泰勒级数展开求得： 式（18-4）其中常数A和B分别为（dI/dV）|VQ和1/2 d2I/dV2）|VQ。忽略直流偏置VQ和IQ，并将式（18-3）代入式（18-4）可得： 式（18-5）根据三角恒等式cos2(t)=（1/2）1- cos(2t)，上式中包含余玄平方的项可以展开为直流项以及包含和的项。关键的是式（18-5）式中
5、的最后一项，它变为： 式（18-6）这个表达式清楚地表明，二极管或晶体管的非线性效应可以产生新的频率分量RFlo，而且其幅度与VRFVLO的乘积有关，其中B是与器件有关的参数。公式（18-6）只包含了泰勒级数展开式的前3项，因此只有2阶交调产物（）。其他高阶产物，如3阶交调产物（V3C）都被忽略了。二极管和BJT中的这类高阶谐波项对混频器性能的影响极大。然而，如果采用具有二次曲线传输特性的FET，则输出信号中将只有2阶交调产物。所以，FET不容易产生有害的高阶交调产物。下面例题讨论的是如何将给定射频信号频率下变频为需要的中频信号。例1 本振频率的选择已知一射频信道的中心频率为1.89GHz，带
6、宽为20MHz，需要下变频为200MHz的中频。请选择合适的本振频率fLO。确定能够滤出该射频信道和相应中频信道的带通滤波器的品质因素。解：由式（18-6）可见，通过非线性器件将射频信号与本振信号混频后，根据和的相对大小，我们可得到或的中频信号。因此，为了从产生的中频，我们可以采用或。这两种方案都是可行的，实际应用中也都常被采用。如果选择，则称混频器为低本振注入；如果选择，则称混频器为高本振注入。由于本振信号频率越低则越容易生成和处理，所以前一种方案更常用。因为在下变频之前，信号带宽为20MHz，中心频率为1.89GHz，所以，如果要滤出该信号，我们必须使用品质因素的滤波器。然而，下变频之后，
7、信号的带宽没有变，但中心频率变为，所以，滤波器的品质因素只需为。此例表明，一旦使用混频器实现了对射频信号的下变频，则可大大降低对滤波器的技术指标要求。关键参数指标及其含义：1. 耗损或增益( CONVERSION LOSS/GAIN,L C) 除非有特别注明,一般的变频损耗皆按上式定义,即单边带变频耗损, 即只考虑射频输出信号频率为或。若是定义为双边带变频损耗, 则比单边带转频损耗低3dB。2. 端回波损耗或电压驻波比( PORT RETURN LOSS OR VSWR)如同其他射频电路,输入端的回波损耗或电压驻波比是评价匹配与否的重要参数。对混频器而言,其输入端电压驻波比规格一般定在2: 1
8、 (IRL=-10dB), 最差为2.5: 1 (-7.3)。 而各端口的回波损耗,受LO端输入功率的增加,各端口的阻抗会随之降低,致使各端口的回波损耗变大。3.隔离度为了避免信号互相干扰，隔离度(Isolation)也是衡量混频器好坏的重要参数。所谓隔离度即是测量混频器各端间的泄漏程度。混频器需要外加一个本地振荡信号来进行混频，但却不希望本地振荡信号泄漏至射频输入端及中频输出端，若泄漏至射频端，则本地振荡信号将可能经由接收天线辐射出去，而造成通讯干扰；若该信号跑至中频端，则可能会使下级放大器电路提早饱和而无法正常工作，或者是干扰到下级的电路。此外信号的外泄也会造成更大的转换损耗。IF端对LO
9、端隔离度(IF-LO Isolation)的定义为：IF-LOIsolation (dB)=在IF输入端的LO信号功率(dBm)在LO端的LO信号输出功率(dBm)IF端对LO端隔离度(IF-RF Isolation)的定义为：IF-RFIsolation (dB)=在IF输入端的LO信号功率(dBm)在RF端的LO信号输出功率(dBm)4. 端最低输入功率(MINIMUM LO POWER REQUIRED)对于混频器而言,LO端最低输入功率的大小直接影响到混频的效果好坏。所以,一般有此项指标。而功率越低应用越方便。5. 抑制度( IMAGE REJECTION)对于下变频混频器而言,IF
10、输出信号频率可由LO与RF两输入端信号频率相减而得。以为例,镜象为。即若RF端输入镜象信号也可得到同频的IF信号, 。 镜象所造成的问题有二：第一是提供干扰信号通路,即是镜象信号会从RF端进入,可能从IF端输出。如此势必干扰到真正系统设计的RF信号的变频输出；第二是增加混频器的噪声指数(NIOSE FIGURE) 3dB 。解决的方法是在RF输入端加一个镜象滤波器来抑制镜象信号的输入。而对于上变频混频器而言,大致与下变频混频器相似,只是RF输入端改成IF输入端。6. 互调截止点(SECOND-ORDER INTERCEPT POINT,IP2) (以下变频器为例)其中，混频器的输入二阶互调截止
11、点。（dBm） 混波器RF输入端的输入信号功率。（dBm） 混波器输入信号频率时的转频损耗（Conversion Loss）。（dB） 混波器输入信号频率时的输出端频率为的信号的功率。（dBm）下变频器的IP2测量电路应与频谱示意图,如图18-3(a)(b)所示。上变频器的也类似。图18-3（a）下变频器的IP2测量图18-3（b）下变频器的IP2频谱图7. 互调截止点( THIRD-ORDER INTERCEPT POINT,IP3)其中IP3 混频器的输入三阶互调截止点。 混频器输入端的输入信号的功率。 混频器输出端中,设计输出信号与内调制(INTER-MODULATION,IM)信号的功
12、率差(dB)以上变频器为例,混频器的IP3测量图及频谱示意图,如图示图18-4(a)(b)图18-4（a）混频器的IP3测量图图18-4（b）上变频器的IP3频谱图8.相位噪声这里我们只介绍相位噪声的概念，不进行公式推导。如图18-5所示，由于相位噪声的存在，引起载波频谱的扩展，其范围可以从偏离载波小于1Hz一直延伸到几MHz（加性噪声的影响）。 图18-5 正弦信号的噪声边带频谱三、 设计实例单端BJT混频器的设计根据图18-6所示的直流偏置电路拓扑结构以及偏置条件，计算R1和R2的电阻值。以此网络为基础设计一个fRF=1900MHz，fIF=200MHz且元件数目最少的低本振注入混频器。已
13、知BJT在输入端短路，中频频率下测得的输出阻抗为Zout=(677.7-j2324),在输出端短路，射频频率下测得的输入阻抗为Zin=(77.9-j130.6)。图18-6 BJT混频器电路的直流偏置网络由于R2上的电压降等于VCC与VCE之差，电流为基极电流与集电极电流之和，所以R2为：同理，偏置电阻R1可由VCE-VBE与基极电流的比值确定： 在开始设计输入匹配网络之前，我们必须先确定如何输入本振信号。最简单的方法如图18-7所示，即通过一个去耦电容直接将本振信号源与晶体管的基极相连。图18-7 射频源及本振源与晶体管的连接方式去耦电容CLO的电容量必须足够小，以便防止射频信号被耦合到本振
14、源上。此处我们选CLO0.2pF。在这种情况下，CLO与ZLO的串联阻抗所产生的射频反射损耗RLRF仅为0.24dB： 遗憾的是，由于本振信号频率与非常接近，所以上述电容量不但衰减了射频信号同样也将衰减本振信号。我们可以计算出在频率下，此去耦电容对本振信号的插入损耗：由此可知，如果本振信号源的输出功率为-20dBm，则只有-33.6dBm的本振功率可到达晶体管。由于我们可以调整本地振荡器的输出功率，所以这种看起来很高的功率损耗是可以容忍的。CLO和ZLO的存在使我们还可调整混频器的输入阻抗。新的总输入阻抗Zin等于CLO和ZLO的串联阻抗与连接在本振源上的晶体管输入阻抗相并联： 输出阻抗不会发
15、生变化，因为Zout是在输入端杜短路的条件下测量的。如图18-8所示，由并联电感以及随后的串联电容构成的电路就是可行的拓扑结构之一。其中我们添加了一个隔直电容Cin用于防止直流接地短路。图18-8 单端BJT混频器的输入匹配网络图18-8的电路有很多种改进方案。除了通过RFC为晶体管的基极提供偏置外，也可以将R1直接连在L1和CB1之间。此时我们仍然通过L1为晶体管的基极提供偏置，而射频信号则通过CB1接地短路，从而保持了射频信号与直流电源的隔离。这种匹配网络的另一个任务是提供中频信号的短路条件。尽管电感L1在中频信号下的阻抗已经非常小，我们仍可以选择适当的CB1值使L1与CB1在中频信号下发生串联谐振从而进一步降低该串联阻抗。例如，
